毕业设计文献翻译天线(南邮)综述

毕业设计论文翻译

论文题目：低的接地板影响的新型平面双频

平衡对跖缝隙-振子组合天线

学院：通信与信息工程学院

学号：B10010508

姓名：李青林

指导老师：吕文俊

低的接地板影响的新型平面双频平衡对跖缝隙-振子组合天线——中国江苏省南京市南京邮电大学通信与信息工程学院无线通信江苏省重点实验室摘要：

本文提出和研究了一种新型的具有低接地板影响的双频天线，该天线由对称振子和平衡对跖缝隙辐射单元组成。第一先分析了该天线的工作原理和设计方程。然后，对其回波损耗，表面的电流分布，辐射模式进行实验研究并获得详细的数值模拟。天线的阻抗带宽是从2.36GHz至2.56GHz和5.13至12 GHz（以回波损耗大于10 dB计）。该天线在较低频段具有全向模式，在较高频段具有准定向模式，另外对大的接地板也具有良好的免疫力。该天线用于双波段通信或识别系统。

关键词：双波段天线；缝隙偶极子复合天线；平衡；对跖；接地平面的影响

介绍

缝隙-振子复合天线最初是被设计用来实现具有相同E面和H面方向图的铅笔型波束[1]。文献2概述了任意缝隙-振子复合天线的分析模型。基于这样一个分析模型，我们提出并研究了圆极化缝隙偶极子复合天线[3]、模式导向十字槽单极复合天线[4]、定向宽带单极槽孔天线[5]和带有倒L偶极子的改进型缝隙天线[6]。随着第三代（3G）和超3G（b-3g）移动通信的飞速发展，对于高性能基站和紧凑的天线、阵列装置的应用就有了越来越多的需求。由于槽线-振子组合天线具有良好的极化特性、低剖面和带宽宽（即，阻抗带宽超过40%)等优点，单极化的缝隙-振子组合天线[7、8]和双极化[9、10]特性的用于无线通信系统的天线发展迅速。

通常，大多数现有的缝隙-振子复合天线有较复杂的三维（3D）结构，如有较大的接地平面的不平衡馈电、金属化过孔、或极窄槽[11]等。这些固有的结构增加了天线的复杂性和制造成本，同时也使天线的性能依赖于大的接地平面，因此，这些天线通常不能直接与平面微波电路集成。此外，这些天线只有一个波段操作，不适合用于多频带系统。

基于这样的技术背景及一个平衡平面的基本设计理念，结构简单尺寸紧凑的多频段缝隙-振子复合天线[12]可用一些初步的数值结果来描述。而在这篇文章中，对天线的工作原理、设计计算公式、输入阻抗特性、表面电流分布、辐射方向图、增益以及对接地平面的影响进行了广泛的数值模拟和实验。双频天线的阻抗带宽是从2.36-2.56GHz，5.13-12 GHz（回波损耗大于10 dB）。在低波段（即2.36–2.56 GHz波段），该天线具有约0.7 dBi增益，是全向辐射模式。在较高的频带（即，5.13–12 GHz），天线的前后比约10 dB，可以获得5 dBi的平均增益，具有准定向辐射模式。

图1（a）所提出的天线的几何尺寸和（B）的照片制作的原型与巴伦。

二、天线的介绍

天线的几何形状、坐标、参数（单位：mm）示于图1a，制造原型与平衡装置（即平衡器，俯视图，和底视图）示于图1b。该天线是由一个对称振子和槽线辐射单元组合合成，基于Roger’s RT/duroid5880的介质基片的相对介电常数为2.2，介质损耗0.0008，厚度h =1毫米，表面积为27mm×27mm，并通过使用印刷电路板（PCB）技术实现。不像传统微带馈电或带状线馈电印刷天线[13–17]，这个天线是平衡的，可直接集成到差分微波器件中。

三工作原理与天线设计原则

天线的表面电场和电流分布的定性分析展示于图2。在分析时，+y方向被认为是法线向

量n，因此，在张开的对跖缝隙处的电场可以用沿-z方向分布的等效磁偶极子M来代替。众

所周知，磁偶极子M 在E 面（即，xy 平面）具有理想的全向模式，在H 面（即，zy 平面）具有8字形图案的辐射模式。而电偶极子（电流元件J ）的情况是相反的。

由于偶极子的长度明显短于张开的缝隙的大小，M 和J 应该有不同的谐振频率，天线应该有两个不同频段。当天线工作在低频带时，偶极子是非共振的，并且由沿-z 方向分布的等效磁偶极子控制它的辐射模式。虽然非共振电偶极子未得到充分激发，但是其在xy 平面和xz 平面（ E 面）的辐射模式应始终在正负x 方向显示两个零点。当这种辐射场与磁流元的相结合时，在x 方向上的部分辐射场将被取消，正如图2所描述的那样，我们同时可以获得一个在+x 方向和-x 方向上有两个浅零点的环形辐射模式。当所述工作频率增加时，偶极子开始谐振，辐射模式应由电偶极J 和等效的磁偶极M 同时控制。在这种情况下，当深入研究文献1–8时，会发现天线应该有一个心形的辐射模式。

因为大多数平面天线的表面电流集中在其边缘[16]，偶极子和槽的长度是非常重要的参数，并表示为1L ，d L ，和t L 。在Zeland ’sIE3D 模拟的帮助下，天线最初的设计参数如图1，且

75=α，1L ＝8.5毫米，d L ＝9.5毫米， 和t L ＝21.4毫米。

基于的工作原理及数值分析仿真，发现较低和较高的频带的最低谐振频率可以近似利用方程（1）–（3）来估计，r ε是该电介质基板的相对介电常数和c 是在自由空间里的光速。这些方程可以作为设计该天线和用于确定初始参数的关键公式，如天线的1L ，d L ，和t L .

在式（3），常数0c 可根据基板的相对介电常数进行调整，在相对较高的介电常数的情况下，0c 较大。在式（1）中，考虑到在槽底的不连续性，谐振槽长度的一半应小于t L 和1L 的总和，根据图3a 的表面电流分布，这个差别约有5毫米左右。在式（2），考虑到馈电点附近的不连续性和差距，谐振偶极子的一半长度应大于d L ，约有2毫米的差别。为了验证方程的正确性和有效性，要把运用这些方程计算的在两个频段之间天线的最低谐振频率与用IE3D 模拟的结果相比较。这里的计算，该常数0c 等于1。如表I 和II 所示，可以看出，使用公式（1）和（2）和运用IE3D 模拟出得结果相吻合，误差不超过7%。因此，公式（1）和（2）应该是可以足够精确的确定该天线最初关键设计参数。

图2表面电流和电场分布示意图和预测的辐射模式。

通过IE3D仿真软件，在2.45 ， 5.25 ， 8 ，和12 GHz的电流分布图示于图3a-3d 。根据图3a中，电流集中在槽的边缘Lt和L1且在天线的口径的上部分有两个零点，这表明在该处电场达到最大，因此该频点的方向图主要由槽线辐射单元部分而非对称振子部分决定。谐振槽的总长度， 2 ×（ L1＋Lt），接近在2.45 GHz的半波长。因此，在2.45GHz 天线应该有一个全向的方向图。因为总振子的长度为 2 × Ld，大约是20毫米，接近5.25 GHz的半波长，振子的电流分布与传统半波偶极子一致，如图3b所示。因此，在5.25GHz 辐射方向图应该由偶极子占主导地位，有一个定向波束。在8和12 GHz的情况下，偶极子

和槽都共振，辐射方向图应由振子和槽共同决定。

图3模拟的表面电流分布在四个不同的频率：（a）2.45 GHz，（b） 5.25 GHz，（C）8 GHz，(d)12 GHz

四、数值模拟和实验研究

A 阻抗特性

接下来对天线进行了详细地数值模拟和实验研究。一个天线的输入阻抗先使用IE3D模拟，如图4a和4B所示，输入阻抗很大程度上取决于参数α。当α太小（如，60°）或过大（如85°），在整个频段电阻和电抗都显示巨大的变化。因此，α应该是一个对输入阻抗的控制很敏感的参数。

在仿真中发现，当α是在70°和80°之间时，该天线在整个频率范围内具有平坦的输入电阻和相对小的电抗。当α为80°时平均阻抗大约是50欧姆，在整个频带上阻抗在很小的范围内变化，从—20至20欧姆。因此，天线的输入阻抗可以通过改变α灵活控制。在这项研究中，由于天线应匹配特性阻抗为50 欧姆的仪器，所以，在下面仿真和实验结果，α设置为80°。

图4 模拟天线的输入阻抗：（a）输入电阻，（b）输入阻抗由于天线是平衡的，当它连接一种不平衡、同轴电缆馈电仪器时（即，矢量网络分析仪[ VNA ]），应该需要一个巴伦。一个简单的、精心设计的微带宽边耦合带状线巴伦，是用来匹配天线的。巴伦的制作是基于Roger’s RT/duroid 5880的基板完成的，基板的相对介电常数为2.2，损耗tan 为0.0008，厚度h=1毫米。巴伦的圆锥曲线是由两个部分的线性渐变线组成的，如图5所示。一对在2–12 GHz的巴伦，用Agilent公司的矢量网络分析仪8720et测试出的性能如图5b所示。可以看出，最大的插入损耗约为1.9 dB，这意味着单个巴伦的插入损耗低于-1分贝，在整个频率范围内的最小回波损耗大于14.5分贝，只有在高频段（即，在12 GHz）刚刚达到12.5分贝。因此，这个精心设计的巴伦适用于匹配天线。

该天线的回波损耗的测量和仿真结果在图5中显示。该天线具有两个工作频带，分别是2.36-2.56和5.13-12 GHz,以回波损耗低于-10dB计算。这两个频段的相对阻抗带宽分别是8%和80%。不管平衡器是否考虑在内，在模拟时阻抗带宽是几乎相同。把天线和平衡器相

连后，可以看到多个共振。可以看出计算值和模拟结果符合度很高。

图5天线和巴伦的性能：（a）巴伦的图，（b）一对巴伦S参数测量，（c），模拟和测量的天线的回波

损耗

B辐射方向图

归一化辐射方向图的测量和模拟如图5所示。从图6观察到，模拟与实测结果吻合很好。在2.45 GHz，天线在H面具有全向辐射方向图，在E平面的两个零点“深度”都小于-8分贝。在高频波段，可以得到前后比大约在8-12dB的准定向方向图。然而，对所有的频率和

两个主平面，在主瓣的交叉极化水平大于10分贝，这表明极化纯度很高。

图6模拟和测量的归一化辐射模式：（a）H平面，2.45 GHz，（b）E平面，2.45 GHz，（c）H平面8GHz （D）E平面，8 GHz，（E）H平面，12 GHz，（F）E平面12 GHz

C 增益

在图7沿着y轴正方向的增益被模拟、测量和绘制。看起来两个结果相互吻合，测得的天线增益在低频波段是0.7dBi（2.45GHz），并且在12 GHz时它增加至6.9dBi。在整个频率

范围之内，y轴正方向的平均增益大约是5dBi。

图7在y方向的模拟和测量的增益

D当安装接近大的地面时的性能研究

在大多数应用中，天线的安装位置应靠近一个相对较大的系统接地平面。众所周知，大多数紧凑的宽带天线对一个靠的很近的、笨重的接地平面的免疫力变弱，这是因为在接地板上有不平衡的、杂散电流。这种天线的性能受接地平面的形状和大小影响显著，这就是所谓的地面效应和地面依赖[ 17，18 ]。因此，当天线安装在一个比较大的、相邻的导体平面时，有必要研究天线的依赖性。

图8安装金属接地板的天线

如图8所示，天线安装在厚度为0.5毫米、长度为L和宽度为W的金属板上，用来模拟手机系统的接地平面。天线和金属板之间的距离为H，天线不与导体平面重合，就像那些在文献[9]中所描述一样。另外该天线通过一个巴伦连接到仪器。

图9在返回地面的影响：（a）距离H，（b）宽度W，（c）的长度L 接地平面的大小和距离对回波损耗的影响是首先被模拟的，如图9所示。在数值模拟中，每一次只有一个参数被改变，其他参数保持常数。可以观察到，接地平面的长度和宽度对回波损耗不敏感。距离H和L、W相比，明显影响回波损耗，然而，距离H对天线的回波损耗的的影响仍然是不重要的。

根据图8所示，将制造和测量一个具有接地平面大小是L*W=87mm*35mm.距离H是10毫米的原型来验证模拟结果。天线与巴伦是用上述低相对介电常数为1.1的塑料泡沫地平面所支撑的。具有接地板的该天线的回波损耗，如图10所示，可以看出两个结果相互吻合。测

量的低频段比模拟的频带略低，是从2.41到2.61 GHz。

图10 模拟和测量一个大的接地平面的天线的回波损耗。

图11模拟和测量的归一化辐射模式：（a）H平面，2.45 GHz，（b）E平面，2.45 GHz，（c）H平面8 GHz（D）E平面，8 GHz，（E）H平面，12 GHz，（F）E平面12 GHz

接地平面的天线的归一化辐射反向图也在暗室测量，并与模拟的结果进行比较，得出模拟结果与实测结果吻合很好，如图11所示。在低频带,邻近的地平面稍微影响天线的辐射方向图。峰值增益发生在-y方向,而在H面方向图的非圆性小于3dB,这暗示天线仍具有良好

的全向辐射模式。在高频波段的辐射方向图 与单个天线的方向图非常相似,如图11所示。这里看到,天线的辐射模式并不对相对较大的相邻导体平面敏感。

图12模拟和测量在+Y 方向上的接地平面的天线增益。

最后,模拟、测量、绘制了正y 方向上的接地平面的天线增益，如图12所示，两个结果也吻合较好。测量的正y 方向上在低频带的增益为1.8 dBi(即2.45 GHz,峰值增益在-y 方向约1.1 dBi),它在12 GHz 时增益增加到7 dBi 。其与单个天线的增益相比,增益几乎是相同的。从模拟和测量的天线的回波损耗,辐射方向图和增益,以及它的平衡、对跖结构，可以确定天线对一个相邻的大的金属接地板具有良好的免疫性能。

五、结论

研究了一种新型的带有双频带特性和较低接地影响的平面、缝隙-振子复合天线。因为在最低工作频率（2.36GHz ）处，其波长是=L λ127.1毫米，而最大的天线的尺寸是27毫米，因此其电长度是0.21L λ。然而，大多数缝隙-振子复合天线最大尺寸不小于0.40L λ，所以在这篇文章中提出的天线更紧凑。由于天线降低了地平面的效果，它可以安装靠近大型系统的接地平面，而不会降低其性能。该天线可以覆盖的频谱是IEEE 802.11ab 、b 、g 谱（分别是2.4–2.5GHz ，5.15—5.35GHz 和5.725–5.875 GHz ）。因此，它可用于双波段通信系统（例如，无线局域网（WLAN ）），或用于紧凑型手提式，双频段的射频识别（RFID ）阅读器。此外，它也将应用在一个特殊的通信系统：较低的频段用于远距离、全向的通信，而较高的频段仅用于短距离、低发射功率通信和到特定的、已知的方向的授权通信。由于天线的平面和平衡结构，它可以直接和容易与其他平衡微波电路元件集成，如差分模式过滤器[ 20 ]，平衡放大器、在未来的芯片上的无线系统设计等等。