推挽正激变压器设计
1、高频变压器的设计（/3m s B B <，5100s B Gs =）
高频变压器设计的要求：
输入电压in U =18V~36V
输出电压o U =270V
输出功率o P =3750W （3倍过载正常工作5s ）
工作频率s f =50KHz ，工作周期120s s
T s f μ=
= 效率90%
η=
①磁芯型号的选取 8
4210()on o c win T P AP cm B K K J η?=?????
式中：66max 0.452010910on on T D T s s
--=?=??=?
3750o P W =
最大工作磁密/3m s B B =，5100s B Gs =，而2m B B ?=
0.9η=
1c K =，为铁的填充系数。
0.3win K =，为变压器的窗口填充系数。
2
300/J A cm = 得4
24.51AP cm ≈ 考虑EE55型号的磁芯，该磁芯的4
13.6764AP cm =，故选取两个EE55型号的磁芯并联组合，其面积积为：44227.352824.51AP cm cm ?=>。
故磁芯选择的是：2×EE55
②原副边绕组匝数的确定
a.原边绕组匝数：
min max 1440.66410210
in e U TD N B A --=≈???? 选取1N =1匝。式中：min 18in U V =，62010T s -=?，max 0.45D =，21700B Gs ?=?，
259.3cm A e =。
b.匝比：
设变压器原边两绕组匝数均为1N ，变压器副边总匝数为2N ，则将匝比n 定义为21
N n N =。考虑到副边整流二极管的导通压降以及输出滤波电感的电阻，有 min max 127030.5116.882180.452
f
o D L in U U U n U D ++++=?=?=?（原边两个绕组） 选取2N =17匝。
校验实际工作的最大和最小占空比max real D 、min real D 。
在低压输入满载时电路工作在最大占空比：
max min 21()0.5
0.447/f o D L real in U U U D U N N ++?==?
在高压输入满载时电路工作在最小占空比：
min max 21
()0.5
0.223/f o D L real in U U U D U N N ++?==? 可见，max real
D 、min real D 的值均在合适的工作范围内。
c.线径：
穿越深度：
?==式中：7410μπ-=?，65810γ=?。
因此铜皮的厚度或铜线的线径需小于2?=0.591mm 。
忽略电感电流的脉动量，在主功率管导通期间，流过副边绕组的电流为o I ；主功率管都关断期间，流过副边绕组的电流为o I /2。
流过副边绕组的电流有效值：
13.325Srms I A ==
考虑励磁电流的存在，则原边电流的有效值：
Pr 1.05237.851ms Srms I nI A =?=
原边铜皮截面积：
Pr /CuP ms S I j ==47.572mm ，取25/j A mm =
副边绕组导线截面积：
r /CuS S ms S I j ==2.672mm ，取25/j A mm =
选取铜皮的宽度：由于原副边均绕在同一个磁心中，故铜皮的宽度是相等的，考虑留取部分余量可得，(26)(218.56)31Cu W E mm mm mm =-=?-=。考虑加工工艺选取：31Cu W mm =。
考虑集肤深度
计算原边铜带的厚度：47.57 1.53531
CuP CuP Cu S D mm mm W === 故原边绕组选取厚度为0.55mm 的3层铜带并绕。
副边由铜导线绕制，选择截面积最小的铜导线多股并绕，且多股铜导线的总截面积不小于
2.672
mm 。（可选14股直径为0.5mm 的铜导线并绕。）
d.核算变压器窗口系数 12230.2530.310
CuP Cu CuS win N D W N S K Awin ??+?==
正激变压器设计要点
首先：正激变压器由于储能装置在后面的BUCK电感上，所以没有Flyback变压器那么复杂，其作用主要是电压、电流变换，电气隔离，能量传递等 所以，我们计算正激变压器的时候，一般都是首先以变压次级后端的BUCK电感为研究对象的，BUCK电感的输入电压就是正激变压器次级输出电压减去整流二极管的正向压降，所以我们又称正激电源是BUCK的隔离版本。 首先说说初次级匝数的选择： 以第三绕组复位正激变压器为例，一旦匝比确定之后，接下来就是计算初次级的匝数，论坛里有个帖子里的工程师认为，正激变压器在满足满负载不饱和的情况下，匝数越小越好。其实这是个误区，匝数的多少决定了初级的电感量（在不开气隙，或开同样的气隙情况下），而电感量的大小就决定了初级的励磁电流大小，这个励磁电流虽不参与能量的传递，但也是需要消耗能量的，所以这个励磁电流越小电源的效率越高；再说了，过少的匝数会导致del tB变大，不加气隙来平衡的话，变压器容易饱和。 无论是单管正激还是双管正激，都存在磁复位的问题。且，都可以看成是被动方式的复位。复位的电流很重要，太小了，复位效果会被变压器自身分布参数（主要是不可控的电容，漏感）的影响。 复位电流是因为电感电流不能突变，初级MOSFET关断之后，初级绕组的反激作用，又复位绕组跟初级绕组的相位相反，所以在复位绕组中有复位电流产生 复位电流关系到磁芯能否可靠的退磁复位，其重要性不言自喻；当变压器不加气隙时，其初级电感量较大，复位电流自然就小。 但在大功率的单管正激和双管正激的实际应用中，往往需要增加一点小小的气隙，否则设计极不可靠， 大功率的电源，一次侧电流很大,漏感引起的磁感应强度变化，B=I*Llik/nAe,就大，加气隙是为了减小漏感Llik. 正激的占空比主要是取决于次级续流电感的输入与输出，次级则就是一个BUCK电路，而CCM的BUCK线路Vo=Vin*D，跟次级的电流无关 Vo=Vin*D Vo:输出电压，Vin：BUCK的输入电压，即正激变压器的输出电压减去整流管的正向压降，D：占空比在此，输出电压是已知的我们只要确定一个合适的占空比，就可以计算出BUCK 电感的Vin，也就是说变压器的输出电压基本就定下来了 在这特别要提醒大家，占空比D的取值跟复位方式有很大的关系，建议D的取值不要超过0.5 正激变压器加少量气隙能将电-磁转换中的剩磁清空,磁芯的实际利用率增加,同时增加的一点空载电流在大功率电流中所占比例较小,效率不会受到太大影响,这样可以让变压器不容 易饱和,电源的可靠性增加,同时可以减少初级匝数,变压器内阻降低,能小体积出大功率.加 气隙也相当于增大了变压器磁芯,但实际好处(特别是抗饱和能力)是胜于加大磁芯的. 加气隙后,减小的电感量会被增加的磁芯利用率补回来,而且有余,是合算的不用担心. 复位绕组的位置问题，是跟初级绕组近好呢，还是夹在初次级之间好？ 如果并绕，当然跟初级的耦合是最好的，但对漆包线的耐压是个考验！当然这不至于直接击穿。 无论从EMC角度还是工艺角度来说，复位绕组放在最内层比较好 实际量产中这是这样绕的占多数 单管正激，如果是市电或有PFC输出电压作为输入的话，MOSFET 的最低耐压是2倍直
正激变换器及其控制电路的设计及仿真
正激变换器及其控制电路的设计及仿真 电气工程 张朋 13S053081
设计要求： 1、输入电压：100V（±20％）； 2、输出电压：12V； 3、输出电流：1A； 4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）； 5、效率：η＞78％； 6、负载调整率：1％； 7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。 第一章绪论 1.课题研究意义： 对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC变换器。而正激变化器就实现了这种功能。 2.课题研究内容： 1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。 2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。其中闭环方式又分为PID控制和fuzzy控制。本文分别针对开环、PID控制，fuzzy控制建立正激变换器的Matlab仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。 第二章：正激电路的参数计算 本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。 1、正激变换器的等值电路图 图1 正激变换器等值电路图 2、参数计算 （1）变比n 根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：
n= D U U out in ?=4.012 100 ?=3.3 （2） 最大、最小占空比 最大占空比D max 定义为 D max = ()n U U U in d out 1 min ? +， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。 最小占空比D min 定义为 D min = ()n U U U in d out 1 max ? +， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。 （3） 电容 电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ， 根据公式： C=ripple ripple V f I ??81 ， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ， 所以C=1.79μF 。为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。 （4） 电感 可使用下列方程组计算电感值： U out =L ×dt di ， dt= f D m in 1-， 式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。 第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真 本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。
单管正激变换器参数确定
第二章 方案的确定 2.1 变换器的设计指标 2.1.1 正激变换器的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC12V 输出电流：5A 效率: η≥80% 电压调整率：Su ≤1.5% 负载调整率：S I ≤1.5% 2.1.2 辅助电源（反激）的设计指标 输入电压：DC41V ～DC51V 输出电压：DC17V 输出电流：0.5A 效率: η≥87% 第三章 正激电路设计 这里UC3844的振荡器选择R T =R 8=12k Ω,C T =C 19=1000PF ，则 KHZ C R f T T osc 15010100010128.18.112 3=???==- (3-1) 所以6脚的输出频率（驱动频率）为： KHZ f f osc 752 1== (3-2) 3.3 主电路设计 主电路的设计主要包括变压器、电感和MOS 管的设计。 3.3.1 主电路中变压器的设计 变压器是利用互感应实现能量或信号传输的器件。在开关电源主电路中，变压器用于输入输出之间隔离及电压变换。开关电源中使用磁性元件比较多，这其中包括作为开关电源核心的高频功率变压器、驱动变压器、电流互感器、低压辅助电源变压器以及各种滤波电感等，通常把这些统称为电子变压器，他们是电力电子电路中储能、转换以及隔离所必备的元件。磁性元器件在整个的开关电源中所占的比重很大，对于开关电源的质量、体积、成本以及效率都有很显著的影响，特别是高频功率变压器，它对于整个开关电源的性能更是有着举足轻重的影响
[16]。 高频变压器具有电压变化、电气隔离和能量传输三项主要功能，是开关电源 的核心部件，它的设计和计算也是最复杂的。在能量传输方面，高频变压器有两种方式:一是变压器传输方式，即加在一次绕组上的电压，在磁心中产生了磁通变化，使二次绕组产生感应电压，从而达到使能量从变压器的一次侧传输到二次侧的目的;另一种是电感器传输方式，即在一次绕组上施加电压，会产生励磁电流并且使磁心磁化，并将电能转变成磁能存储起来，而后通过去磁可以使二次绕组产生感应电压，从而达到将磁能变换为电能释放给负载的效果,下面就是变压器设计的过程[17]。 1.铁芯材料的选取 在设计高频变压器的时候，应当首先从选择磁心开始，然后再确定绕组的匝 数。在设计的过程中，需要了解与磁心相关的多种特性以及参数，并且需要进行多种参数的计算和校验。不同工作频率的变压器，可以选择不同磁性材料的铁芯和不同的铁芯规格。选择铁芯的材料和规格，除了根据变压器的工作频率和功率容量以外，还要考虑铁芯的损耗和温升，并在合理控制变压器体积的基础上，尽量降低其成本。目前广泛应用的磁性材料主要有硅钢片、铁氧体、非晶态合金、微晶合金和铁粉芯等。 铁氧体的电阻率可以做得很高，因此高频损耗小，工作频率高。另外铁氧体 工艺性能好，价格便宜，性价比高。比较适应十中小功率的脉冲变压器的设计。本次设计选用的是磁性材料是PC40，其Bs=0.39T ，Br=0.055T ，所以取T B B B r s 335.025.0=-<=?，满足条件。 2.AP 公式 在开关电源中，高频变压器的磁心尺寸的选择与其工作频率、输出功率、电 路结构以及绕组匝数等许多的因素都有关系，是整个高频变压器设计工作的难点。而在设计高频变压器的时候，面积乘积法是最为常用的方法，通常也简称AP 法。 由电磁感应定律得： dt NAedB dt d N dt d d di L E Vin t L =Φ====? (3-3) B Ae VinDT AedB Vindt Np ?== (3-4) 另外从窗口能否够用得： KpKuAw Np J I prms = (3-5) 其中J 为电流密度，prms I 为电流有效值，10< 基于自激推挽式小型化二次电源的设计 2009-07-02 15:50:11 来源：EDN 关键字：自激推挽变压器开关电源 0 引言 在数模混合电路系统中，需要多个电源供电，为了减小外界供电电源的数量，实现系统供电电路的小型化。本文基于电流反馈型自激推挽电路设计出了+10V，200mA和-10V，100mA 输出的电源，+10V除了给电路系统的模拟芯片供电外还要给单片及供电的电压调节芯片供电，-10V给模拟芯片供电，实现了供电系统的小型化和低成本。 1 自激推挽式直流变换器的基本原理 自激推挽式直流变换器的基本电路如图1所示。参照图1，当接通输入直流电源Ui后，就会在分压电阻R2上产生一个电压，该电压通过功率开关变压器的Nb1和Nb2两个绕组分别加到两个功率开关V1和V1的基极上。由于电路的不完全对称性使其中的一个功率开关首先导通。假设是功率开关Np1首先导通，那么功率开关Nb2集电极的电流流过功率开关变压器初级绕组的二分之一V2，使功率开关变压器的磁芯磁化，同时使其他的绕组产生感应电动势。在基极绕组Nb2上产生的感应电动势使功率开关V2的基极处于负电位的反向偏置而维持截至状态。在另一个基极绕组Nb1上产生的感应电动势则使功率开关V1的集电极电流进一步增加，这是正反馈的过程。其最后的结果使功率开关V1很快就达到饱和导通状态，此时几乎全部的电源电压Ui都加到了功率开关变压器初级绕组的二分之一Np1上。绕组Np1中的电流以及由此引起的磁通也会线性的增加。当功率开关变压器磁芯的磁通量接近或达到磁饱和值+φS时，集电极的电流就会急剧地增加，形成一个尖峰，而磁通量的变化率接近于零，因此功率开关变压器的所有绕组上的感应电动势也接近于零。由于绕组Nb1两端的感应电动势接近于零，于是功率开关V1的基极电流减小，集电极电流开始下降，从而使所有绕组上的感应电动势反向。紧接着磁芯的磁通脱离饱和状态，促使功率开关V1很快进入截至状态，功率开关V2很快进入饱和导通状态。这时几乎全部的输入直流电压Ui又被加到功率开关变压器的另一半绕组Np2上，使功率开关变压器磁芯的磁通直线下降，很快就达到了反向的磁饱和值-φS。上述过程周而复始，就会在两个功率开关V1和V2的集电极形成方波电压。 推挽式变压器设计 前言 推挽式变压器的设计分为AP法和KG法两种设计方法，这两种设计方法都是以几何参数进行设计，主要区别在于，KG 法是AP的基础上考虑了电压调整率，即加入电压调整率参数。下面是两种方法设计流程： 第一：计算视在功率： PT=Po(1+1/G)1.414 式中的PT 是视在功率，Po是输出功率，G是变压器的能量传递效率， 第二：计算KE： KE=0.145Kf^2Fs^2Bw^2 x 10^-4 式中Kf是波形因素，方波为4，正弦波为4.44，Fs是开关频率，Bw磁通密度。 第三：计算KG： KG=PT/2aKe 式中a 是电压调整率 磁环KG用以下公式进行计算： KG=Ae^2AwKo/MLT 式中的Ae是芯的有限面积，Aw 是芯环的有限面积，MLT 是每匝线圈的长度。 第四：根据KG值选择磁环的大小。 第五：计算AP：如果是KG法设计变压器，不用这一步。 AP=(PT x 10^4/KoKfFsBWKj)^1/1+x 式中Ko是变压器窗口使用系数。Kj是电流密度比例系数，X 是磁芯类型常数 第六：根据AP值选技磁环的大小，如果是使用KG法，不用这一步。 第七：计算原边线圈数： NP=Vs x 10^4/KfFsBWAe 式中的NP为原边线圈数，Vs是最小输入电压。 第八：计算原边峰值电流 Ip=Po/VsG 第九：计算电流密度： J=PT x 10 ^4/KoKfFsBwAp 第十：计算原边线圈的线经： Axp=Ip/J 如果是全波整流Ip需要按0.707进行折算。公式如下： Axp=0.707Ip/J 第十一：根据Axp值选择导线规格： 第十二：计算原边线圈阻值： 单端正激变压器的设计 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件。其作用为：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。开关变压器性能的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。高频开关变压器的设计主要包括两部分：绕组设计及磁芯设计。本文将对应用在高频下的单端正激变压器的设计方法及磁芯的选择给出较为详细的论述。 1 单端正激变压器原理单端正激变压器的原理图如图1所示。 单端正激变压器又称"buck"转换器。因其在原边绕组接通电源Vi的同时把能量传递到输出端而得名。正激式变压器的转换功率通常在50～500 W之间。输出电压Vo由匝比n、占空比D 和输入电压Vi确定。 当PWM控制器输出正脉冲，功率开关导通，变压器的初级绕组通过电流，此电流由两部分组成，一部分为磁化电流即流经等效开环电感上的电流，另一部分足与输出电流等效的初级电流，他和初次级匝比成正比，和输出电流成正比。储存在电感上的能量必须在功率开关关断后下一次开启前泄放掉，以便使磁通复位。N3为去磁绕组 2 变压器磁芯的选用原则 高频开关电源中的变压器从性能价格比考虑，MnZn功率铁氧体材料是最佳的选择。应用于高频开关电源变压器中的铁氧体应具有以下磁特性：高饱和磁通密度或高的振幅磁导率，在工作频率范围有低的磁芯总损耗，较低的温度系数，较高的居里温度。 磁芯损耗Pc主要由磁滞损耗Ph和涡流损耗Pe(包括剩余损耗Pr)组成，即： 磁滞损耗Ph正比于直流磁滞回线的面积，并与频率成正比关系。即： 对于工作频率在100kHz以下的功率铁氧体磁芯，降低磁滞损耗是最重要的，为降低损耗，即要降低矫顽力Hc、剩余磁感应强度。要达到此目的，须从两方面着手，一是从配方成分方面， 1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计 正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法： 规格： 输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM A PFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右） 输出电压Vout=12V 输出功率Pout=1200W 效率η=85% 开关频率Fs=68KHz 最大占空比Dmax=0.35 第一， 第一，选择磁芯的材质 选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材，其相关参数如下： 因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB 得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB 的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc 选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T 第二，确定磁芯规格 根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku) 其中: Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数 对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout 电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2 铜窗口占用系数Ku取0.2 ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2 代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4 查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,其相关参数如下： 第三，计算匝比、匝数 1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf) 其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V 得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375, 取匝比N=11验算最大占空比Dmax， 最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.352 2. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae) 开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 1-8-1-3．推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算 图1-33中，储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算，与图1-2的串联式开关电源中储能滤波电感和储能滤波电容参数的计算方法很相似。 根据图1-33和图1-34，我们把整流输出电压uo和LC滤波电路的电压uc、电流iL画出如图1-35，以便用来计算推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容的参数。 图1-35-a）是整流输出电压uo的波形图。实线表示控制开关K1接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形；虚线表示控制开关K2接通时，推挽式变压器开关电源开关变压器次级线圈N3绕组输出电压经整流后的波形。Up表示整流输出峰值电压（正激输出电压），Up-表示整流输出最低电压（反激输出电压），Ua表示整流输出电压的平均值。 图1-35-b）是滤波电容器两端电压的波形图，或滤波电路输出电压的波形图。Uo表示输出电压，或滤波电容器两端电压的平均值；ΔUc表示电容充电电压增量，2ΔUc等于输出电压纹波。 1-8-1-3-1．推挽式变压器开关电源储能滤波电感参数的计算 在图1-33中，当控制开关K1接通时，输入电压Ui通过控制开关K1加到开关变压器线圈N1绕组的两端，在控制开关K1接通Ton期间，开关变压器线圈N3绕组输出一个幅度为Up（半波平均值）的正激电压uo，然后加到储能滤波电感L 和储能滤波电容C组成的滤波电路上，在此期间储能滤波电感L两端的电压eL 为： 式中：Ui为输入电压，Uo为直流输出电压，即：Uo为滤波电容两端电压uc的平均值。 在此顺便说明：由于电容两端的电压变化增量ΔU相对于输出电压Uo来说非常小，为了简单，我们这里把Uo当成常量来处理。 对（1-136）式进行积分得： 150W推挽变压器的设计（Bm Kwin=0.3，为变压器的窗口填充系数 J=300A/cm2 可得：AP=0.98cm4 , AP=Aw X Ae。Aw为磁芯窗口面积；Ae为磁芯有效截面积。考虑EE32型号的磁芯，该磁芯的AP=1.254 cm4，故选取EE32型号的磁芯。 Step2.原副边绕组匝数的确定 a．原边绕组匝数： T 1=T TTTTT TT TTT ΔB?10?4?2T T?10?4 = 1.91 选取N1=2.式中：U inmin =12V，T=20*10-6s，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs, Ae=0.83cm2 b.匝比 设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有 n= T T +T T+T TT T TTTTT?T TTT ?1 2 =350+3+0.5 12?0.45 ?1 2 =32.73 (原边两个绕组) 电子报/2007年/8月/5日/第012版 资料 正激式高频变压器的设计 成都立新 由于高频变压器在开关电源中已被广泛的使用，所以，高频变压器的设计是一重要课题。 按照高频变压器的工作方式，可分为正激式和反激式两种。高频变压器工作时是利用一电子开关的高速通断，从而使变压器进行能量传输。当电子开关导通时，变压器进行能量传输，称为正激式；反之，即电子开关截止时，变压器进行能量传输，称为反激式。 这里，笔者介绍正激式高频变压器的设计方法，如图1所示。该变压器一般设计的使用功率为50～500W。图1中已标明变压器T各绕组安装时规定的同名端，以便以下分析。 当功率开关管M1接通时（给M1栅极上外加脉冲开关信号，在变压器T的主绕组N1中有电流通过），其自感电动势a点为＋，b点为－，这样在变压器的N1中就储存了磁能。该能量传输到次级绕组N2上（e点为＋，f点为－），使二极管D2正向偏置，有电流通过D2、电感L和负载RL。而此时D3是处于反向偏置，所以无电流通过D3。 当功率开关M1截止时（M1栅极开关信号为“0”电平），变压器T所有绕组以及L的感应电压都反向，D2也处于反向偏置状态。由于电感器L的电流不能突变，D3（是续流管）导通，负载RL仍有电流通过。此时，次级绕组中无电流通过。由此可见，变压器T从初级到次级的能量传输是在开关M1导通时完成的，这一过程通常称为正激式变换（反之，若上述的能量传输是在M1截止时完成，称为反激式变换，这里不讨论）。 在上述的变压器T正激式变换中，为了避免变压器T或电感器L产生饱和，要求开关管M1导通时的电压与时间的乘积（U×T）应等于M1截止时的反向电压与时间的乘积。为此，设定M1时间为T ON，T初级绕组电压设为Uin （初级绕组电流由N1的a流到b），由此时的电压×时间：Uin×Ton……（1）。 然而，当电子开关M1截止时，没有电流流过变压器T，结果是电压与时间的乘积就会不平衡，这种不平衡将导致变压器T饱和。为了解决变压器可能饱和的问题，在变压器T中增加了第三绕组N3和一只快恢复二极管D1。抗饱和的工作原理是当M1瞬时截止时，第三绕组N3的感应电压。c～d反向，此时c点为正，d点为负，且其感应电压高于Uin，因此D1开始导通，这就平衡了铁芯的电压和时间的乘积，这一过程称为铁芯的去磁或复位。 设N1、N2、N3分别是初级绕组、次级绕组和第三绕组的匝数，再设M1导通时，次级绕组的感应电压为： 正激变压器的设计 本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程 1、相關規格参数（SPEC）: INPUT: AC 180V~260V 50Hz OUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A Pout: 274W (Pomax=294W) η≧80%, fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、選擇core材質.決定△B 选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T 3、確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku) Ps : 變壓器傳遞視在功率 ( W) Ps=Po/η+Po (正激式) Ps=294/0.8+294＝661.5W J : 電流密度 ( A) .取400 A/cm2 Ku: 銅窗占用系數. 取0.2 AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為: AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2Ve=19163mm3 AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns. (1). 計算匝比 n = Np /Ns 設 Dmax= 0.4 n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf) Vf :二极管正向壓降取1V Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC Vin(max)=260×√2=370VDC n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5 CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5 (13.8+1)/209=0.3868≈0.387 Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5 (13.8+1) /370=0.218 (2). 計算Np Np=Vin(min) ×ton/(ΔB×Ae) Ton：MOS管导通时间ton= Dmax/ fs＝0.387/60×103＝6.33uS Np = (209×6.33)/( 0.20×194)=34.1 取34TS (3). 計算Ns Ns = Np / n = 34÷5.5＝6.18 取整为6 TS (4). CHECK Np （以Ns驗算Np) Np = Ns×n = 6×5 .5=33TS 取 Np = 33TS 正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性，相对来说比较好，因此，工作比较稳定，输出电压不容易产生抖动，在一些对输出电压参数要求比较高的场合，经常使用。 1-6-1．正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源，是指当变压器的初级线圈正在被直流脉冲电压激励时，变压器的次级线圈正好有功率输出。 图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图，图1-17中Ui是开关电源的输入电压，T是开关变压器，K是控制开关，L是储能滤波电感，C是储能滤波电容，D2是续流二极管，D3是削反峰二极管，R是负载电阻。 在图1-17中，需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反，图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。 我们从（1-76）和（1-77）两式可知，改变控制开关K的占空比D，只能改变输出电压（图1-16-b中正半周）的平均值Ua ，而输出电压的幅值Up不变。因此，正激式变压器开关电源用于稳压电源，只能采用电压平均值输出方式。 图1-17中，储能滤波电感L和储能滤波电容C，还有续流二极管D2，就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同，这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理，请参看“1-2．串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。 正激式变压器开关电源有一个最大的缺点，就是在控制开关K关断的瞬间开关变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势，这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此，在图1-17中，为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件，在开关变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组，以及增加了一个削反峰二极管D3。 反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的，一方面，反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行 一种基于正激变换器的开关电源设计方法 收藏此信息打印该信息添加：郑慧汤天浩韩金刚来源：未知 1 引言 经过多年的发展，开关电源技术已经取得了很大成功，其应用也十分普遍和广泛。但因其结构复杂，涉及的元器件较多，以及要降低成本、提高可靠性，仍存在一些问题需要解决。例如:电源的设计和生产需要较高的技术支持;电路的调试要有实际经验，也有一定的难度。对于第一个问题，由于目前各种开关电源虽然形式多样，结构各异，但其大都源于几种基本的dc-dc变换器拓扑结构，或者是这些基本电路组合，因此，可以对几种基本dc-dc变换器进行分析，将已有的电路设计公式应用于实际开关电源的设计。对于第二个问题，随着计算机硬件和软件的发展以及仿真技术的不断完善，人们可以利用仿真技术来解决开关电源产品开发和生产中存在的问题。 本文在对基本的buck变换器电路拓扑分析的基础上，对与之相关的正激变换器和双管正激变换器进行了分析，发现可以通过等效变换，从buck变换电路的设计公式中推导出正激变换和双管正激变换电路的参数计算公式;此外，采用pspice仿真软件进行了电路仿真试验，仿真结果证明了开关电源电路设计的正确性。 2 buck变换的拓扑结构与参数设计 基本buck变换器的电路拓扑结构如图1所示，由电压源vi、串联开关s、续流二极管vd和由lc组成的电流负载组合而成，其中l的大小决定输出电流纹波，而输出电压纹波则由c决定，这是最基本的一种直流变换器。 图1 基本的buck变换器 文献[1]给出了buck变换器的电路设计公式，根据buck变换器的输出公式: 式中:ρ为占空比，且有:ρ＝ton/t，则ρ＝vo/vi。 电感l的计算公式为: 式中:f为开关频率; iomin为输出最小电流。 而电容c的计算公式为: 式中:δvo为输出电压纹波。 3 正激变换的公式推导 3.1 拓扑结构与工作模式 一个单管正激变换器的主电路拓扑结构如图2所示，由于正激变换器是在基本的buck型变换器基础上多了一个隔离变压器t1、一个二极管vd1和一个由回收绕组n3和箝位二极管vd3构成的复位电路。由于电路形式发生了变化，所以设计时不能直接使用上述基本buck变换器的参数计算公式。本文通过对正激变换器工作模式的分析，采用等效变换方法将正激变换器等效为一个基本的buck变换电路，由此可将基本buck变换电路的参数计算公式(2)和(3)推广到一类正激变换器的参数计算，建立新的设计公式。 图2 单管正激变换器主电路结构 正激变压器的设计 正激变压器的设计 本文以一个13.8V 20A的汽车铅酸电池充电器变压器计算过程为例，来说明正激变压器的计算过程 1、相關規格参数（SPEC）: INPUT: AC 180V~260V 50Hz OUTPUT: DC 13.8V (Uomax=14.7V) 20A Pout: 274W (Pomax=294W) η≧80%, fs: 60KHZ; 主电路拓扑采用单管正激自冷散热 2、選擇core材質.決定△B 选择PC40材质Core，考虑到是自冷散热的方式，取ΔB＝0.20T 3、確定core AP值.決定core規格型號. AP=AW×Ae=(Ps×104)/(2×ΔB×fs×J×Ku) Ps : 變壓器傳遞視在功率( W) Ps=Po/η+Po (正激式) Ps=294/0.8+294＝661.5W J : 電流密度( A) .取400 A/cm2 Ku: 銅窗占用系數. 取0.2 AP=(661.5×104)/(2×0.20×60×103×400×0.2)≈3.4453 cm2 選用CORE ER42/15 PC40．其參數為: AP=4.3262cm4 Ae=194 mm2 Aw=223mm2 Ve=19163mm3 AL=4690±25% Pt=433W (100KHz 25℃) 4、計算Np Ns. (1). 計算匝比n = Np /Ns 設Dmax= 0.4 n = Np / Ns = Vi / Vo = [Vin(min) ×Dmax]/ (Vo+Vf) Vf :二极管正向壓降取1V Vin(min)=180×0.9×√2-20=209 VDC Vin(max)=260×√2=370VDC n=(209*0.4)/(13.8+0.7)=5.766 取5.5 CHECK Dmax Dmax=n(Vo+Vf)/Vin(min)= 5.5 (13.8+1)/209=0.3868≈0.387 Dmin=n(Vo+Vf)/Vin(max)= 5.5 (13.8+1) /370=0.218 150W推挽变压器的设计（B m 选取N1=2.式中：U inmin =12V ，T=20*10-6s ，Dmax=0.45,△B=2*1700Gs, Ae=0.83cm 2 b.匝比 设变压器原边两绕组匝数均为N1，变压器副边总匝数为N2，则定义匝比为n=N2/N1。 考虑副边整流二极管的导通压降及输出滤波电感的电阻，有 n=T T +T T +T TT T TTTTT ?T TTT ?12=350+3+0.512?0.45?12=32.73(原边两个绕组) 选取n=33，N2=66。 校验实际工作的最大和最小占空比D maxreal ,D minreal 。 在低压输入满载时电路工作在最大占空比： T max TTTT =(T T +T T +T TT )?0.5T TTTTT ?T 2/T 1 =0.446 在高压输入满载时电路工作在最小占空比： T min TTTT =(T T +T T +T TT )?0.5T TTTTT ?T 2/T 1 =0.346 可见最大和最小占空比都在合适的工作范围内。 Step3.线径： 穿越深度： Δ=√2T ?T ?T =√22TT ?μ?γ =0.2955TT 式中：μ=4π*10-7，γ=58*106。 因此铜皮的厚度或铜线的线径需要小于2 Δ=0.591mm 。 功率变压器设计 本章将讨论正激、桥式、半桥和推挽变压器设计。反激变压器（实际上是耦合电感）在第八章讨论。 设计变压器时，应当预先知道电路拓扑、工作频率、输入和输出电压、输出功率或输出电流以及环境条件。同时还应当知道所设计的变压器允许多大损耗。总是以满足最坏情况设计变压器，保证设计的变压器在规定的任何情况下都能满意工作。 7.1 变压器设计一般问题 7.1.1变压器功能 开关电源中功率变压器的主要目的是传输功率。将一个电源的能量瞬时地传输到负载。此外，变压器还提供其它重要的功能： ●通过改变初级与次级匝比，获得所需要的输出电压； ●增加多个不同匝数的次级，获得不同的多路输出电压； ●为了安全，要求离线供电或高压和低压不能共地，变压器方便地提供安全隔离。 7.1.2 变压器的寄生参数及其影响 在第二章讨论了理想变压器和实际变压器，它们的区别在于理想变压器不储存任何能量－所有的能量瞬时由输入传输到输出。实际上，所有实际变压器都储存一些不希望的能量： ●漏感能量表示线圈间不耦合磁通经过的空间存储的能量。在等效电路中，漏感与理想变 压器激励线圈串联，其存储的能量与激励线圈电流的平方成正比。 ●激磁电感（互感）能量表示有限磁导率的磁芯中和两半磁芯结合处气隙存储的能量。在 等效电路中，激磁电感与理想变压器初级线圈（负载）并联。存储的能量与加到线圈上每匝伏特有关，与负载电流无关。 漏感阻止开关和整流器电流的瞬态变化，随着负载电流的增加而加剧，使得输出的外特性变软。在多路输出只调节一路输出时，因存在初级漏感，其它开环输出的稳压性能变差。互感和漏感能量在开关转换瞬时引起电压尖峰，是EMI的主要来源。为防止电压尖峰造成功率开关与整流器的损坏，电路中采用缓冲或箝位电路抑制电压尖峰。缓冲和箝位电路虽然能抑制尖峰电压，为了可靠，还需选择高电压定额的器件；如果缓冲和箝位电路损耗过大，还必须应用更复杂的无损缓冲电路回收能量。即使这样，缓冲电路中元件不是无损的，环流损失相当多的能量。总之，漏感和激磁电感降低变换器的效率。因此，通常在设计变压器时，应尽量减少变压器的漏感，详细参看第六章。 有些电路利用漏感和互感能量获得零电压转换(ZVT)，但在轻载时漏感能量很小；而互感大小较难控制，主要通过控制两半磁芯装配气隙大小控制激磁电感。 7.1.3 温升和损耗 在设计开关电源开始时，根据输出功率，输出电压和输出电压调节范围、输入电压、环境条件等因素，设计者凭经验或参照同类样机，给出一个可能达到的效率，由此得到总损耗值。再将总损耗分配到各损耗部件，得到变压器的允许损耗。 99 反激变压器设计实例（一） 目录 1.导论 (1) 2.磁芯参数和气隙的影响 (1) 2.1 AC极化 (2) 2.2 AC条件中的气隙影响 (2) 2.3 DC条件中的气隙影响 (2) 3. 110W反激变压器设计例子 (3) 3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (3) 3.2 步骤2，选择导通时间 (5) 3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (5) 3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (5) 3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (6) 3.6 步骤6，计算副边匝数 (6) 3.7 步骤7，计算附加匝数 (7) 3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (7) 3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (8) 3.10 步骤10，计算气隙 (8) 3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (9) 4 反激变压器饱和及暂态影响 (10) 1.导论 由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。 为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。 2.磁芯参数和气隙的影响 图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。 注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。 正激变换器中变压器的设计过程 正激变换器中变压器的设计过程 1引言 电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理论知识，而且要有丰富的实践经验。在磁路部分设计完毕后，还必须放到实际电路中验证其性能。由此可见，在高频开关电源的设计中，真正难以把握的是磁路部分的设计。高频开关电源的磁性元件主要包括变压器、电感器。为此，以下将对高频开关电源变压器的设计，特别是正激变换器中变压器的设计，给出详细的分析，并设计出一个用于输入48V(36～72V)，输出2.2V、20A的正激变换器的高频开关电源变压器。 2.正激变换器中变压器的设计方法 正激变换器是最简单的隔离降压式DC/DC变换器，其输出端的LC滤波器非常适合输出大电流，可以有效抑制输出电压纹波。所以，在所有的隔离DC/DC变换器中，正激变换器成为低电压大电流功率变换器的首选拓扑结构。但是，正激变换器必须进行磁复位，以确保励磁磁通在每一个开关周期开始时处于初始值。正激变换器的复位方式很多，包括第三绕组复位、RCD复位[1,2]、有源箝位复位[3]、LCD无损复位[4,5]以及谐振复位[6]等，其中最常见的磁复位方式是第三绕组复位。本文设计的高频开关电源变压器采用第三绕组复位，拓扑结构。 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件，其作用有三：磁能转换、电压变换和绝缘隔离。在开关管的作用下，将直流电转变成方波施加于开关电源变压器上，经开关电源变压器的电磁转换，输出所需要的电压，将输入功率传递到负载。开关变压器的性能好坏，不仅影响变压器本身的发热和效率，而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。 所以在设计和制作时，对磁芯材料的选择，磁芯与线圈的结构，绕制工艺等都要有周密考虑。开关电源变压器工作于高频状态，分布参数的影响不能忽略，这些分布参数有漏感、分布电容和电流在导线中流动的趋肤效应。一般根据高频开关电源电路设计的要求提出漏感和分布电容限定值，在变压器的线圈结构设计中实现，而趋肤效应影响则作为选择导线规格的条件之一。 摘要：详细介绍了高频开关电源中正激变换器变压器的设计方法。按照设计方法，设计出一台高频开关电源变压器，用于输入为48V(36～72V)，输出为2.2V、20A的正激变换器。设计出的变压器在实际电路中表现出良好的电气特性。 关键词：高频开关电源；正激变换器；开关电源变压器 1引言电力电子技术中，高频开关电源的设计主要分为两部分，一是电路部分的设计，二是磁路部分的设计。相对电路部分的设计而言，磁路部分的设计要复杂得多。磁路部分的设计，不但要求设计者拥有全面的理基于自激推挽式小型化二次电源的设计
推挽式变压器设计
正激变压器设计
1200W双管正激变换器设计之一——变压器设计
开关电源设计技巧连载十六：推挽式变压器开关电源储能滤波电感、电容参数的计算
W推挽变压器设计
正激式高频变压器的设计
正激变压器的设计
正激电路设计
一种正激变换器开关电源设计方案方法
正激变压器的设计
W推挽变压器设计
功率变压器设计
反激变压器设计实例(一)
正激变换器中变压器的设计过程