宽压高效DCDC设计

宽压高效DC/DC变换方案报告

1 概述

本报告根据《宽压高效DC/DC变换技术开发技术协议》，对宽压高效DC/DC变换模块的技术要求、设计方案、工作原理等方面进行了相应阐述和分析。

此次研发涉及4种DC/DC模块，分别为15W和30W两个额定输出功率等级，每个功率等级包括单路5V输出、单路15V输出模块各1种，也就是共设计四种类型的电源。其主要难点:

(1) 宽输入电压范围12.5~50V；

（2）宽工作温度范围-45~85°;

(3) 外形尺寸较小，这样对功率密度、效率和散热三方面提出挑战

（4）低功耗，效率高。

15W模块：全输入电压范围内，常温条件下，5V模块满载输出时效率不低于85%，15V模块满载输出时效率不低于88%；全输入电压范围内，常温条件下，5W输出时效率不低于75%，争取达到80%。

30W模块：全输入电压范围内，常温条件下，5V模块满载输出时效率不低于86%，15V模块满载输出时效率不低于90%；全输入电压范围内，常温条件下，15W输出时效率不低于86%。

因此本项目提出的三个新课题：全输入范围高效；低温启动；高温散热；高功率密度。

2 技术要求

2.1 模块类别

涉及4种DC/DC模块，分15W和30W两个额定输出功率等级，每个功率等级包括单路5V输出、单路15V输出模块各1种。

以下如非特指，均为对各模块的统一要求。

2.2 工作温度范围

-45℃～+85℃，无需额外散热措施。

2.3 隔离要求

输入地、输出地及二者与外壳间加500V，绝缘电阻不低于100MΩ。

输入、输出地间不加电容器。

2.4 结构

各模块均采取封闭式结构，金属外壳封装。

外形尺寸（暂定）及点定义分别见图1.1和图1.2，控制端低电平禁止。

图 1.1 15W模块外形尺寸及点定义

图 1.2 30W模块外形尺寸及点定义

2.5 输入

2.5.1 输入电压范围

输入电压范围12.5V～50V，标称28V。

2.5.2 最大输入电流

阻性负载满载启动时，最大输入电流不超过稳态输入电流的2倍。

2.5.3 输入纹波电流

额定输入电压、额定负载、稳态工作时，输入纹波电流峰-峰值不大于30mA，可通过外接一级LC差模滤波控制。

2.5.4 兼容性要求

兼容GJB181A相关要求及输入电压范围内的电压浪涌要求。

2.6 输出

除非特殊说明，本条所列指标均要求在全输入（12.5V~50V）、全负载（空载~满载）、全温度范围内（-45℃～+85℃）满足。

2.6.1 输出功率

启动时，在额定输出功率基础上，至少需保留15%设计裕量（过载时间不超过10s），验收时以额定值为准。

2.6.2 转换效率

2.6.3 输出电压精度（电压/负载调整）

5V输出稳态电压精度不超过±0.1V，15V输出稳态电压精度不超过±0.2V。

2.6.4 输出电压峰-峰值

5V输出时峰-峰值不大于75mV，纹波成分（不含开关高频噪声）不大于30mV，无开关频率外的低频振荡；空载条件下，峰-峰值不大于150mV，纹波成分不超过90mV。1 5V输出时峰-峰值不大于100mV，纹波成分（不含开关高频噪声）不大于30mV，无开关频率外的低频振荡；空载条件下，峰-峰值不大于150mV，纹波成分不超过90mV。

其中：

常温条件下，在输出端子根部靠测，示波器20MHz带宽，无外加电容，探头×1档；

高低温条件下，可在输出线负载端测试，纹波幅值可不做要求，但要求无低频振荡。

2.6.5 开机特性

启动延时时间不超过30ms，输出电压建立时间应不超过20ms，输出过冲电压不超过额定输出电压的5%。

测试条件为：

输入电压时间不大于1ms，满载启动。

2.6.6 负载阶跃响应

输出接电子负载，设置负载电流为额定输出电流的50％～75％～50％和25％～50％～25％阶跃变化，阶跃周期为1ms，输出电流爬升斜率为2.5A/us。输出过冲电压不超过额定输出电压的1%；如输出过冲电压超过额定输出电压的1%，恢复时间不应超过500μs。

2.7 使能功能

控制端悬空正常输出，控制端接地或低电平（0V~0.2V）输出截止。

2.8 保护功能

2.8.1 输入过欠压保护

超出最高输入电压10%时，过压保护动作；低于最低输入电压10%时，欠压保护动作。保护发生后无输出（体积允许情况下建议加，非必要）。

2.8.2 输出过压保护

超过额定输出电压15%时动作，保护后无输出（体积允许情况下建议加，非必要）。

2.8.3 输出过流保护

超过额定输出电流50%时动作，保护后无输出（体积允许情况下建议加，非必要）。

2.8.4 输出短路保护

长时间短路不致损坏。可考虑打嗝方式，自动或开机恢复（必要）。

2.9 电磁兼容要求

重点满足GJB151A中CE101、CE102、RE101、RE102、CS106等相关要求，可根据北工大实验室现有条件完成相关考核，测试条件不具备的应在设计过程中充分相关因素。

2.10 器材要求

电阻、电容、磁性元件全部使用国内军品厂家产品，必要时可协助采购。

变压器推荐使用4326厂的表贴式平面变压器，相关参数固化后提要求，可协助采购。

PCB建议层数为双层，最多不超过四层。

外壳设计形式需双方协商后确定。

进口半导体分立器件和集成电路要求全部可实现国产化封装，前期设计即以国产化兼容封装布板。相关器件型号规格提前提出，与国内军品半导体器件供应商确认无误后方可进行，元器件国产化替代工作同步进行。初样的进口元器件和PCB由北工大负责，正样元器件和PCB由北工大负责，惯性公司协助。

3 方案选择

3.1 难点分析

难点分析基本在概述中已经阐述，下面针对每个问题解决办法进行说明：

(1) 宽输入电压范围12.5~50V；

当输入电压为12.5V时电路能正常工作，必须选用低电压启动控制芯片作为主控芯片；在输入电压大范围变化时，保持输出电压的稳定度，选择合理的电流控制模式、强前向反馈，必须采用峰值电流控制。

（2）宽工作温度范围-45~85°;

低温启动(-45 ℃)问题：工业级IC器件的极限低温-40℃的，不能满足要求，这样要求选择合适的裸片进行封装。

高温散热(85 ℃) ：外形尺寸：25.4X25.4X10mm(1X1X0.4 inch)的表面积，用铜材，1.8W的温升近似等于18 ℃，取环境温度为85 ℃时，开关管的结温等于85 ℃ + 18 ℃

=113 ℃。若选择最高结温等于150 ℃的开关管，则余量为37 ℃。在保证效率为88%的条件下，采用铜材外壳和加灌导热胶的方式可以满足高温运行，其结构示意图如图3.1所示：

铜片

导热胶

图3.1 模块整体结构示意图

(3) 外形尺寸较小，这样对功率密度、效率和散热三方面提出挑战

由于外形尺寸较小，这样采用四层PCB布线，元器件采用双面表贴安装，变压器也采用表贴变压器；采用线圈控制同步整流管，去除传统采用同步整流IC控制。

（4）低功耗，效率高。

要做到损耗小，在遴选器件必须考虑以下几方面：低损耗的控制芯片；ESR和ESL 均为较小的磁介电容；低损耗的MOSFET管（低导通电阻、小的栅极电荷）；低损耗的高频磁芯；低损耗的整流器件，采用同步整流技术。

3.2 解决方法

方案一:完全摒弃传统的反馈技术，采用全新的控制芯片LT3748控制

LT3748的主要优点为:

(1)临界导电模式/变频控制。

①消除了整流二极管的反向恢复电流造成的损耗；

②由于临界模式和变压器漏感的作用开关管工作在ZCS开启；开关管的输出电容作用开关管是ZVS关断，故开关管无开关损耗，只有导通损耗；

③减少开关管输出电容的功耗。

(2)原边电压反馈技术，无需光耦或变压器第三绕组和基准电源TL431; 提高效率和可靠性，减少了非线性误差、成本以及体积。

(3)提供低电压驱动，7V的驱动电压，大大减少了驱动功率；与15V驱动相比，驱动功率减小3/4。

(4)改电压型误差放大为跨导型误差放大。优点：抗干扰能力强、响应速度快、稳定性好不足：静态误差大，调整率要求高的系统不能用；输入失调电压和输入偏置电流特性差，因此需要温度补偿技术，而LT3748带有温度补偿技术很好的解决了这个问题。

(5)峰值电流控制模式，可以满足宽输入电压范围：12.5~50V。

(6)采用COS技术，使得芯片的功耗很小：静态工作电流为1.3mA.在最大电压Vin=50V，功耗为50×1.3mA=65mW。

(7)温度补偿技术：系统可在宽温度范围内保持稳定。即开环增益几乎与温度无关。这就是为什么芯片的测试温度范围为-50 ℃~125 ℃的原因。

(8)轻载DCM工作模式，减小空载和轻载的损耗。

LT3748的主要缺点为:

(1)由于采用变频控制，变压器工作在临界模式，电流峰峰值大，在MOS关断时电流会有

振荡，故MOS的关断损耗很大。

(2)由于变压器工作在临界模式，输入电压时工作频率较低，输入电压高时工作频率较高，

这样在高输入电压时由MOS管的DS结电容引起的开关损耗会很大，而且变压器的漏感也会增加MOS管的DS两端电压，这样要实现宽范围高效就很困难。

(3)由于变压器工作在临界模式，输入电流的纹波会很大。

(4)由于上面的3个原因，在选择工作频率时越低越好，这样要求磁芯会很大，体积会增

大。

技术难点及解决方法：

(1)在高压输入时的效率问题是个难点。随着输入电压的升高，工作频率会增加，由MOS

关断电流振荡及MOS管的DS结电容引起的关断损耗会增大，这样很难满足高压输入

效率的要求。尽量增大磁芯，降低工作频率，在原理样机中15W采用ER14.5的磁芯，30W采用ER18的磁芯，为了提高效率拟在下一步实验中15W采用ER18的磁芯，30W 采用ER23的磁芯。

(2)同步整流驱动问题是个难点。由于变压器工作在临界模式并且采用线圈控制同步整流

驱动MOS，若驱动电压过高造成有环流现象，使得效率变低；若驱动电压过低造成MOS没有完全导通，这样会增加MOS的导通损耗。而由于变压器绕线匝数较少（一般不会超10匝），这样很难准确的控制同步整流线圈的匝数。如果采用同步整流芯片控制同步整流管会增加损耗。这样就要求我们选取导通门槛电压低的MOS，实验证明选取门槛电压低的专用同步整流MOS（1.2V-2.8V），同步整流驱动电压一般要在2.5和3.5V之间最佳。

方案二:

采用ISL6843为主控芯片设计，主要在器件选取与工艺做深入的研究。与传统的ISL6843控制相比，主要在细节上做一些改动：

（1）采用同步整流；

（2）峰值电流取样采用变压器取样；

（3）采用推挽外接电源驱动控制芯片；

（4）同步整流管采用线圈驱动，无需外加控制IC。

现在市面上有采用ISL6843控制的模块，像台湾P-DUKE公司生产LCD系列产品，其技术指标和本项目的相似，均采用传统的TLV431和光耦控制，但是要在器件选取与制作工艺上做深入的研究。

3.3结构特点及散热和关键技术

（1）结构特点

封闭式模块电源主要由插针、顶盖、外壳和PCB零件构成。由于外形尺寸较小，PCB 安装在封闭的铜壳体中，解决散热的方式是采用铜基板和灌注导热封胶，这样热量通过导热胶传导散热，通过铜外壳辐射散热。

结构上采用PCB安装在封闭的铜壳体中，壳中灌注导热胶；解决好关键零件工艺问题。由于采用多层板，良好的导热特性保证整个电源板的温度平衡，增强散热效果，不至于功率器件局部温度过高，影响使用寿命和可靠性。

（2）关键零件工艺

插针应具有良好的焊接性和导电性，通常采用黄铜H62或紫铜T2，且表面一般采用镀金作为防腐措施，以提高插针的可焊性及导电性。

壳体与顶盖通常采用铜板折弯而成，四角缝隙不得大于0.2mm，表面处理采用氧化发黑处理即可，增加辐射散热。

（3）PCB设计工艺

PCB设计对于灌胶模块在布局时要考虑排气孔，排气孔的设计尽量在变压器等大器件附近，开孔尺寸尽量大，最小直径大于2mm。PCB设计时内层铺铜尽量铺满，这样有利于PCB散热并减小其翘曲度。多层后铜PCB的层间结构设计要注意芯板、绝缘层、埋孔和盲孔不能任意设置。

4 原理框图及工作原理

4.1.1 原理框图

方案一:采用LT3748为主控芯片的原理框图为图4.1所示：

图4.1 LT3748为主控芯片的原理框图

方案二:采用ISL6843为主控芯片的原理框图如图4.2所示

图4.2 ISL6843为主控芯片的原理框图 4.1.2 工作原理

根据框图逐项给出各部分的工作原理，难点部分重点写。方案一的工作原理

方框1为电压采样电路，三极管Q1和Q2的放大倍数相同，20uA 的电流源为Q1提供偏置。当MOS 管关断时开始采样输出电压，其工作原理为此时Q1基极电压为in be V V -，Q2发射极电压也为in V ，而MOS 管两端电压为in o V nV +（n 为变压器原副边匝比），此时

加在反馈电阻R FB两断电压为

nV，则流经R FB的电流与经过R REF的电流基本相等，此时

R REF上的电压与输出电压和n成一定的比例关系，真实的反映出输出电压。

方框2为误差放大电路，采样电压进入误差放大器的反相输入端，与基准电压比较放大输出一个电流信号，经过反馈回路R C、C C将电流信号变为电压，因此误差放大器为跨导放大器。

方框3为温度补偿电路，使系统在宽温度范围内保持稳定，使得环路增益与温度无关。

方框4为临界模式检测电路，当比较器A1的反相输入端电压小于0.55V时表明此时电感电流降为零，即变压器储能为零，A1输出为高，置S为1，使MOS重新导通。

下面简单的介绍下采用ISL6843为主控芯片的原理框图。下面逐一介绍主要的工作原理:

方框1中为自启动电路，反激电路传统的启动电路一般由RC构成，但是由于该模块供电电压较低，最低12.5V工作，这样就要求新的启动电路。此电路为一个应用调整管实现的稳压电路，主要的工作原理为当输入电压高于10V时，稳压管D6开始稳压，此时Q1放大导通，则Q2也开始放大导通给供电电容C6和C19充电，使得输出电压稳定在约为10V，此时ISL6843开始工作。当ISL6843工作后，由供电线圈和D9组成的供电电路开始工作，当供电电路的电压大于10V时，稳压管D6正向导通，此时启动电路关闭。

方框2为峰值电流取样电路，采用线圈取样，这里不做赘述。这里主要介绍一下从

输入电压接入R15的作用，由于该模块输入电压范围较宽(12.5V-50V)，普通的峰值电流控制电压调整率很难满足要求。而加入R15后，相当于前馈加强了，即输入电压越高，输入电流限制越小，这样很容易满足电压调整率要求。

方框3为谐波补偿电路，利用三极管将ISL6843 4脚产生的锯齿波引入到峰值电流输入脚。

方框4为一个推挽驱动电路，由于工作频率较高(350KHz)，ISL6843输出驱动电流为1A，这样很驱动的上升时间相对于周期时间很长，影响管子的导通，采用推挽驱动后，供电由外部供电电路供给，很好的解决了这个问题。

方框5为一个同步整流电路，采用同步线圈控制，原理较简单，这里不做赘述。

方框6为过流保护电路，此电路还在调试中。其基本原理为当过载到一定程度时，输出电压会跌落，此时ISL6843 1脚升高于一定值时，比较器输出为低，此时光耦的输出端被箝位低，MOS关断，实现过流保护。

方框7为电压采样及补偿控制电路，这里不做赘述。

5 关键参数设计及元器件选取

(1)功率器件选取与损耗计算

主管：150V管子

同步整流管：100V(当输出为15V时的整流管)

同步整流管：50V(含高于50V的管子) (当输出为5V时的整流管)

(2)采用LT3748控制，输出功率为15W 变压器计算:

假定磁芯不饱和，原边电感量Li 和副边电感量Lo 为常数，开关管为理想开关。对于临界导通状态，0时刻原边电流为零，DT 时刻电感电流为

1g P i

U DT I L =

原边在一个周期内获得的能量为

222

21122g i P i

U D T

W L I L ?==

转换效率为η，工作频率为f ，输出功率为

2g O O O i

U D T

P Wf U I L ηη=?=

周期末副边电流为0，开关管截止时间用Do 表示，有

11O O P S P O S

D TU N

I I L N == 定义单圈电感量为Lr ，则有：

2,i p r L N L = 2o s r

L N L = 可以推导出

g s

O o p

U N D D U N =

在输入电压一定、周期一定的时候，占空比越大，原边电感越小，电流峰值越大，输入功率和输出功率越大。若Li 变大，为保证输出功率不变，要求D 也变大。因为D 最大为0.5，若Li 变大幅度太大，超出D 变化可调节的范围，则输出功率必然变小。

222

,2g O in i

U D T

D P P L L η==

∝ 1,g P i i U DT D I L L =∝ 磁芯工作频率选择在250K ，变频频率可以下降到几十K ，应选择工作频率500K 以下的宽温度范围，低损耗高频铁氧体材料，根据昆山锰锌铁氧体材料手册，应选择DMR90

或DMR95材料磁芯。对应TDK 磁芯型号为PC90或PC95材料。其中，95材料具有更高的初始导磁率，使用频率较低（＜400K ）宽温度范围磁损小， 90材料初始导磁率较低，使用频率较高（＜500K ），因此选用PC95材料。 PC95材料磁损系数为280~350mW/cm3，测试条件为100KHz ，200mT 。

选择PC95ER14其Aw=5.84mm 2，Ae=17.6mm 2。其Aw*Ae=102.8mm 4。

根据公式Aw*Ae=Pout*106/(2*ko*kc*f*Bm*j*η)=99.2mm 4，其中Aw 为窗口面积；Ae 为磁芯截面积；ko 为窗口填充系数＜1，一般取0.4~0.6，此处取0.4；kc 为磁芯截面积填充系数=1；f 为工作频率取250K ；Bm 为饱和磁通密度， PC95材料最大可以选择为3900Gs （100℃），安全起见选择2800Gs ；j 为电流密度，取4A/mm2；η取0.9，Pout 为变压器输出功率，考虑过功率输出取20W 。

此时计算原边匝数为4.9圈，取为5圈。计算气隙长度为0.183mm 。此时可得副边圈数为6匝（输出15V ）和2匝（输出5V ）。

(3)采用ISL6843控制，输出功率为15W 变压器计算: 假设当输出功率为半载时工作在临界模式，此时

1. 6.22g P U D T

I H P

ηη=

其中12.5,350, T=2.86g U V f kHz s μ==， D 为最大占空比0.5

选择对应TDK 磁芯型号为PC90或PC95材料。其中，95材料具有更高的初始导磁率，使用频率较低（＜400K ）宽温度范围磁损小， 90材料初始导磁率较低，使用频率较高（＜500K ），因此选用PC95材料。 PC95材料磁损系数为280~350mW/cm3，测试条件为100KHz ，200mT 。

选择PC95ER11其Aw=4.956mm 2，Ae=11.9mm 2。其Aw*Ae=58.98mm 4。

根据公式Aw*Ae=Pout*106/(2*ko*kc*f*Bm*j*η)=52.88mm 4，其中Aw 为窗口面积；Ae 为磁芯截面积；ko 为窗口填充系数＜1，一般取0.4~0.6，此处取0.4；kc 为磁芯截面积填充系数=1；f 为工作频率取350K ；Bm 为饱和磁通密度， PC95材料最大可以选择为3900Gs （100℃），安全起见选择3000Gs ；j 为电流密度，取5A/mm2；η取0.9，Pout 为变压器输出功率，考虑过功率输出取20W 。

此时计算原边匝数为7.8圈，取为8圈。计算气隙长度为0.2mm 。此时可得副边圈数为10匝（输出15V ）和3匝（输出5V ），供电线圈为8匝，同步整流为2匝（输出15V ）和2匝（输出5V ）。 6 建模与仿真

方案一的模型现在还没建出来，后续会给出。下面给出方案二的控制仿真模型：在复频域下，反激式开关电源电路可等效成如图6.1所示的理论模型，图6.2所示为反激电路电路图。

()s

图6.1 反激电路模型结构图

其中，()v G s 是补偿网络传函，()P A s 是功率级传递函数， 0()V s 输出信号， ()ref V s 为参考电压象函数。

图6.2 反激电路电路图

（1）功率级()P A s 传递函数

()

11Z esr p DC P

A A s

ωω+

其中：

()2

sec ,,()V V N

in out A DC

P Z esr V V N R C R C

in e

pri L o ESR o ωω-=

?==

????

V e ?是误差放大器的直流基准值，L R 是负载电阻，O C 是输出电容，ESR R 是输出电

容的ESR 电阻。

（2）补偿网络()v G s 传递函数

本文中的单端反激电路所选用的是积分反馈网络，如图6.3所示。

误差放大器

图6.3 反馈网络示意图

反馈网络的传递函数为：

v C C G s R C =-

其中C R 、C C 是图6.3中补偿网络的电阻和电容。（3）参数选择

单端反激电路系统主要参数为：反激变压器变比n=Npri/Nsec=8/10；输入电压Vin=12.5-50V ；输出电压Vout=15V ；输出功率Po=0.072-15W ；峰值电流采样电阻Rs=0.25Ω；输出电容Cout= 10uF ；补偿网络参数Cc=1uF ，Rc=30 KΩ。

（4）复频域下系统

仿真图如图所示，图6.4为复频域下Vout=50V 、Po=0.072W 系统仿真图；图6.5 复频域下Vout=50V 、Po=15W 系统仿真图；图6.6复频域下Vout=50V 、Po=15W 系统仿真图。其中，蓝色曲线是功率级模型曲线，绿色曲线是补偿系统曲线，红色是补偿后系统曲线。表Ⅰ给出了，在输入输出不同条件下的穿越频率和相位裕度。

P h a s e (d e g )

Bode Diagram

Frequency (Hz)

M a g n i t u d e (d B )

图6.4.复频域下Vout=50V 、Po=0.072W 系统仿真图

P h a s e (d e g )

Bode Diagram

Frequency (Hz)

M a g n i t u d e (d B )

图6.5 复频域下Vout=50V 、Po=7.5W 系统仿真图

P h a s e (d e g )

Bode Diagram

Frequency (Hz)

M a g n i t

u d e (d B )

图6.6复频域下Vout=50V 、Po=15W 系统仿真图表Ⅰ在输入输出不同条件下的穿越频率和相位裕度

补偿后的系统为Ⅰ型最小相位系统，能够跟踪阶跃输入和斜坡输入信号，具有良好地稳定性。

系统补偿后曲线在剪切频率fc附近的斜率都是-20dB/dec左右，所以系统的平稳性良好；但是系统的fc比较低，系统的快速性很慢。事实上，低空载损耗与系统响应速度之间所产生的矛盾，致使了剪切频率低。虽然响应速度较慢，但是超调量小，具有良好的平稳性。

在高频段，补偿后系统曲线在高频段以-20dB/dec下降，所以系统具有抗高频干扰的能力。

7 原理样机存在的问题及结论

根据原理图，按两个方案试制出输出为15W/15V、15W/5V、30W/15V和30W/5V 模块原理样机，测试结果显示，按方案一实现的模块问题较多，按方案二实现的模块除了高低温实验没有做外，其他性能基本达到技术协议上的性能指标。下面简要说明一下方案一存在的问题，15W输出满载时，在输入电压低于40V时，效率在85%左右，而在高于40V时，效率会降低，当输入电压为50V时，效率为80%，分析效率低的原因前面已经叙述，这里不再赘述，解决办法就是减少漏感和降低开关频率，这样会减小损耗，故在下面的实验中拟采用ER18的磁芯，最低工作频率在80KHz，在制作变压器中严格控制漏感。而30W输出存在同样的问题，故会在后面的实验中拟采用ER23的磁芯，最低工作频率也在80KHz。

附录A

方案一电路图：

方案二电路图：