正弦波逆变器脉宽调制技术的调制模型分析

正弦波逆变器脉宽调制技术的调制模型分析

王立乔

(燕山大学电气工程学院,河北省秦皇岛市066004)

摘要:高频脉宽调制(PWM )正弦波逆变器的应用越来越广泛,对其调制模型的定量分析对系统参数设计和方案优化有重要帮助。通过双重傅里叶变换得到了正弦波逆变器3种主要PWM 方法的调制模型,提出了一种新型单极性正弦波PMW (SPWM )方法,并给出了其调制模型。通过对各种调制方法的分析和比较,确定了在不同场合下的最佳调制策略:对于单相全桥逆变器,倍频式SPWM 和单极性SPWM 为最佳;对于组合型三相逆变器,新型单极性SPWM 为最佳。仿真和实验验证表明了理论分析的正确性。

关键词:脉宽调制(PWM );正弦波逆变器;双重傅里叶变换;调制模型;调制策略中图分类号:TM461

收稿日期:2008205228;修回日期:2008207202。

国家自然科学基金资助项目(50707028);燕山大学博士科学基金资助项目(B155)。

0 引言

高频脉宽调制(PWM )正弦波逆变器已经得到广泛应用,是目前最为重要和常用的电力电子变流设备,不但在不间断电源(U PS )、变频器等传统领域,而且在有源电力滤波器[124]、可再生能源发电[526]等各个方面都有广泛应用。

对于单相全桥逆变器而言,正弦波PWM (SPWM )技术有3种基本的调制方式:双极性SPWM 、单极性SPWM 和倍频式SPWM 。这3种调制方式经常使用,在很多文献中也有记述[7],但只有少数文献对双极性SPWM 的调制模型和谐波特性进行了详细的定量分析[8],而对于单极性SPWM 和倍频式SPWM ,对其调制模型和谐波特性的详细定量分析鲜见。

通过双重傅里叶变换可以建立SPWM 技术的精确调制模型,并能对其谐波特性进行定量分析。鉴于双极性SPWM 的调制模型和谐波特性已有定量分析[9],本文将进一步给出单极性SPWM 和倍频式SPWM 的调制模型和谐波特性分析。在深入分析常规单极性SPWM 调制模型的基础上,本文提出一种新的单极性SPWM 方法,对其调制模型和谐波特性也进行了定量分析。在此基础上,本文对3种基本的SPWM 方式的技术特点进行了详细分析比较,得到了一些对于正弦波逆变器开关调制策略的优化选择有一定实用意义的结论。

1 单相全桥逆变器输出电压波形与触发脉

冲的关系

电压型单相全桥逆变器电路拓扑结构见图1

图1 电压型单相全桥逆变器电路结构

Fig.1 Structure of voltage source single phase

full 2bridge inverter

图1中,所有触发脉冲均为二逻辑函数,假定:

 u g y =

1 触发脉冲为高电平

-1 触发脉冲为低电平

(1)式中:y =1,2,3,4。

根据单相全桥逆变器电路的工作原理可得:

u 0=12

(

u g1+u g3)U dc

(2)2 SPWM 的调制模型

2.1 双极性SPWM 的调制模型

对于自然采样双极性SPWM (调制原理参见附录A 图A1),载波与正弦调制波相比较,交点作为开关点,同时控制V T 1和V T 3,于是式(2)就可简化

为u 0=u g1U dc 。

假设调制波的数学表达为:

M (t )=a co s (ωm t +

(3)式中:a 为幅度调制比;ωm 为调制波频率;

5

4—第32卷 第17期2008年9月10日Vol.32 No.17Sep.10,2008

文献[9]对自然采样双极性SPWM 的调制模型进行了深入研究,通过双重傅里叶变换得到u g1的调制模型为:

 u g1(t )=a co s (ωm t +

∑∞k =1

4J 0

k πa 2k πsin k

π2cos k (ωc t +

4J n

k πa 2πsin k +n 2π?co s (k (ωc t +

(4)式中:ωc 为调制波频率;

)为n 阶贝塞尔函数,并且有:

J n (x )=

l =1

(-1)l

x

n+2l

2n+2l l !(n +l )!

(5)

由式(4)可以看出,双极性SPWM 有以下特点

:①基波成分与调制波完全相同;②不含偶数次载波谐波;③不含k +n 为偶数次的边带谐波;④谐波出现在载波频率整数倍频率附近。

图2给出了载波比N =ωc /ωm =24、幅度调制比a =1

时,双极性SPWM 的波形及其频谱。

图2 双极性SPWM 的波形和频谱

Fig.2 Bipolar SPWM w aveform with its spectrum

2.2 倍频式SPWM 的调制模型

倍频式SPWM 技术含有2个频率和幅值大小相同、相位相反的双极性三角载波,如图3所示。

图3 倍频式SPWM 原理

Fig.3 Principle of double 2frequency SPWM

倍频式SPWM 技术的2个三角载波与正弦波相比较生成2路驱动信号,其中一路作为V T 1的驱动信号,另一路作为V T 3的驱动信号。

从式(2)可知,输出电压u 0的形状与(u g1+u g3)/2完全相同,只是在幅值上相差U dc 倍,因此,只要分析出(u g1+u g3)/2的调制模型,就可以知道u 0的谐波特性,而u g1和u g3的调制模型与式(4)一致,只是相角有区别。将式(4)代入式(2),并考虑相关的相角,可以推导得到u 0的调制模型为: u 0(t )=aU dc sin ωm t +

∑∞

k =1∑

±∞

n =±1

2U dc J n (k

πa )k

πsin 2

n π2

?

sin (2k

ωc t +n ωm t )(6)

从式(6)可以看出,倍频式SPWM 的输出电压有以下特点:①基波成分与调制波完全相同;②不含载波谐波;③不含偶数次谐波;④谐波出现在载波频率偶数倍频率附近。

图4给出了载波比N =12,幅度调制比a =1时,倍频式SPWM 的波形及其频谱。

图4 倍频式SPWM 的波形和频谱Fig.4 Double 2frequency SPWM w aveform with

its spectrum

2.3 单极性SPWM 的调制模型2.

3.1 常规单极性SPWM 的调制模型

单极性SPWM 的调制原理如图5所示。正弦调制波与2个三角载波进行调制,2个三角载波以

零线为界;零线以上的三角载波与正弦调制波相比较生成驱动信号u g1供给V T 1,零线以下的三角载波与正弦调制波相比较生成驱动信号u g3供给V T 3。常规单极性SPWM 的2个三角载波的频率和峰—峰值相同,相位相反。

利用双重傅里叶变换推导得到单极性SPWM 的调制模型为:

64—2008,32(17) 

图5 单极性SPWM 原理

Fig.5 Principle of unipolar SPWM

 u 0(t )=aU dc sin ωm t +

∑∞

k =1∑

±∞

n =±1

2U dc J n

k πa 2

k

πsin 2

n π2

?

cos k

πsin (k ωc t +n ωm t )(7) 从式(7)可以看出,常规单极性SPWM 有以下特点:①基波成分与调制波完全相同;②

不含载波谐波;③不含n 为偶数次的谐波;④

谐波出现在载波频率附近。

图6给出了载波比N =24、幅度调制比a =1时,常规单极性SPWM 的波形及其频谱。

图6 常规单极性SPWM 的波形和频谱Fig.6 U nipolar SPWM w aveform with its spectrum

对比式(6)和式(7)可以发现,在输出电压波形脉动频率相同时,常规单极性SPWM 与倍频式SPWM 的调制模型完全相同,谐波特性也完全一致。上述结论也可以从图4和图6中清楚看出来。2.3.2 新型单极性SPWM 的调制模型

在常规单极性SPWM 方式的基础上,本文提出一种新型单极性SPWM 方式,其调制原理如图7所示。新型单极性SPWM 的调制方法与常规单极性SPWM 基本相同,只是新型单极性SPWM 的2个三角载波的频率、峰—峰值和相位完全相同。

经推导可以得到新型单极性SPWM 的调制模型为:

图7 新型单极性SPWM

原理

Fig.7 Principle of new unipolar SPWM

u 0(t )=aU dc sin ωm t +

U dc

k =1

4sin

2

k π2

l =1

J 2l-1(k πa )2l -1

k

π2

cos k

ωc t +∑∞

k =1∑

±∞

n =±1

2U dc sin 2

(k +n )π

2

k

π2

∑∞

l =1

J

2l-1

(k πa )?

D cos (k

ωc t +n ωm t )n ≠2l-1

+

πsin (k ωc t +n ωm t )

n =2l-1

(8)

式中:

D =

4(2l -1)cos 2

l

π2

(2l -1)2-n 2

(9)

从式(8)和式(9)可以看出,新型单极性SPWM 有以下特点:①基波成分与调制波完全相同;②不含偶数次载波谐波;③不含n +k 为偶数次的谐波;④谐波出现在载波频率附近。

图8给出了载波比N =24、幅度调制比a =1时,新型单极性SPWM 的波形及其频谱。

图8 新型单极性SPWM 的波形和频谱

Fig.8 N ew unipolar SPWM w aveform with its spectrum

从前面分析可以看出,新型单极性SPWM 波形与双极性SPWM 波形的频谱分布具有类似性质,亦

7

4—?学术研究? 王立乔 正弦波逆变器脉宽调制技术的调制模型分析

即两者在输出电压脉动频率和幅度调制比相同时,所含谐波的次数完全相同。比较式(4)和式(8)及图2(b )和图8(b )可以发现,双极性SPWM 的载波谐波和距离载波频率最近的边带谐波比新型单极性SPWM 的对应次数谐波的含量高很多,新型单极性SPWM 距离载波频率较远的边带谐波比双极性SPWM 对应次数谐波的含量高一些。

3 各种SPWM 技术的分析与比较

3.1 谐波品质分析

表1列出了在相同载波频率ωc 下,上述各种SPWM 方法应用于单相全桥电路时各自的总开关频率ωT (即所有器件开关频率的总和)、输出电压脉

动频率ωo 以及最低次谐波群中心频率ωh 。此外,表1还给出了总开关频率与输出电压脉动频率的比值k =ωT /ωo 。

表1 各种SPWM 方法的相关参数比较

T able 1 R elative p arameter comparison of some SPWM

methods

调制方式ωT

ωo

ωh k

双极性SPWM 4ωc ωc ωc

4倍频式SPWM 4ωc

2ωc 2ωc 2常规单极性SPWM 2ωc +2ωm ωc ωc 2+ωm /ωc 新型单极性SPWM

2ωc +2ωm

ωc

ωc

2+ωm /ωc

从表1可以看出,当载波频率相同时,双极性

SPWM 的总开关频率比单极性SPWM 高几乎1倍;而从图2、图6和图8的波形频谱中也可以看出,在相同幅度调制比的情况下,双极性SPWM 的谐波特性比单极性SPWM 差一些。当载波频率相同时,倍频式SPWM 的总开关频率比单极性SPWM 高几乎1倍,但其输出电压的脉动频率也相应高了1倍;从总开关频率与输出电压脉动频率的比值k 可以看出,倍频式SPWM 与单极性SPWM 的k 值基本相等,也就是说,当输出电压脉动频率相等时,倍频式SPWM 的谐波特性与单极性SPWM 基本类似,这从图4、图6和图8的波形频谱中也能够看出。

附录A 表A1给出了输出电压脉动频率和幅度调制比相同时,各种SPWM 方法下单相全桥逆变器输出电压的总谐波畸变率(T HD )。从表A1可以看出,双极性SPWM 的T HD 最大,倍频式SPWM 和单极性SPWM 的T HD 基本相当。

通过以上分析可以看出,对于单相全桥逆变电路而言,倍频式SPWM 和单极性SPWM 比较适合。

以上讨论了各种SPWM 方法应用于单相全桥逆变电路中的情况,在三相逆变电路中的情况则有所不同。常规的三相六开关电压型变流器只能采用双极性SPWM ,因而此处对其不做讨论,而对于由3个单相全桥组合而成的组合型三相逆变器(电路结构参见附录A 图A2),则各种SPWM 方法均可以应用[10]。在这种三相平衡无中线电路中,3的整数倍次谐波自然消除,这时,各种SPWM 方法的T HD 都会有所减少;如果载波比取为3的整数倍,则载波谐波也自然消除。

附录A 表A2给出了输出电压脉动频率和幅度调制比相同时,各种SPWM 方法下组合型三相逆变器输出线电压的T HD 。可以看出,在三相电路中,由于3次谐波的自然消除,各种SPWM 方法下输出线电压的T HD 都有所降低,而新型单极性SPWM 的T HD 最小。

综上所述,对于三相组合型变流器以及以其为基础构成的三相级联型多电平变流器而言[11],新型单极性SPWM 都是最好的PWM 策略。3.2 热稳定性分析

对于双极性SPWM 和倍频式SPWM 而言,各开关器件的开关频率完全相同,因此,各个器件的开关负荷相同,器件损耗和热稳定性要求也完全一致。对于单极性SPWM 而言,不论是传统的调制方式还是本文所提出的调制方式,都有一个具体实现的问题。大多数文献[7]采用不平衡调制方式,即在单相全桥逆变电路中,一个半桥采用PWM (称为斩波臂),另一个半桥则按调制波频率切换开关动作(称为控制臂)。采用这种不平衡调制方式会造成开关器件负荷的不平衡:斩波臂的开关频率高,开关损耗大;控制臂的导通时间长,导通损耗大。这会导致开关器件的热稳定性不一致,最终造成系统的热不平衡。为了解决这一问题,有文献提出了平衡调制的单极性SPWM 方案[12],即让2个半桥分担斩波和控制责任。这样,所有开关器件的总开关负荷就能基本平衡,系统的热不平衡度会大幅度降低。但就单个开关本身而言,仍存在一个周期内开关负荷不均的问题,威胁开关器件的热稳定性。

4 实验验证

为了验证上述理论分析和仿真研究的正确性,本文以倍频式SPWM 为例,在一台单相全桥逆变器上进行了实验。单相全桥逆变器的拓扑结构如图1所示,直流电压为311V ,开关器件选择IRFP460,负载选用电阻负载。图9(a )给出了载波频率为1050Hz 、幅度调制比a =

019时,倍频式SPWM 单相全桥逆变器的输出电压波形;图9(b )为根据式(6)计算得到的对应图9(a )波形的频谱;图9(c )

8

4—2008,32(17) 

为针对图9(a )波形通过谐波分析软件实测得到的

频谱。对比图9(b )和图9(c )可以发现,两者基本一致,验证了式(6)所示调制模型的正确性

图9 单相全桥逆变器中倍频式SPWM 的输出波形

及频谱

Fig.9 Output w aveform with its spectrum of double frequency SPWM in single 2phase full 2bridge inverter

5 结语

正弦波逆变器的应用越来越普遍,针对特定应用场合选用合适的SPWM 方法非常重要。本文给出了3种常见的SPWM 方法的调制模型,提出了一种新型单极性SPWM 方法,并给出其调制模型。根据这些调制模型,对各种SPWM 方法在开关频率、输出频率和谐波特性等方面进行了分析,得到了以下结论:①对于单相全桥逆变电路,倍频式SPWM 和单极性SPWM 是较合适的调制策略;②在三相平衡无中线系统中,新型单极性SPWM 的T HD 最小,因此是三相组合型变流器和三相级联型变流器最合适的调制策略。这些结论对于不同应用场合中开关调制策略的选择有一定指导作用。

附录见本刊网络版(http ://www.aep s https://www.360docs.net/doc/0c1053848.html,/aep s/ch/index.asp x )。

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王立乔(1974—

),男,通信作者,博士,副教授,主要研究方向:高频功率变换、多电平变流技术、有源电力滤波技术。E 2mail :brent @https://www.360docs.net/doc/0c1053848.html,

(下转第99页 continued on page 99)

?学术研究? 王立乔 正弦波逆变器脉宽调制技术的调制模型分析

梁寿愚(1975—),硕士,主要研究方向:电力系统调度自动化。

陈 宁(1973—),工程师,主要研究方向:电网调度自动化系统开发和工程化。

E ngineering Application of Front2end Subsystem in E nergy Management System for China Southern

Pow er G rid

TA N S uwei1,L IA N G S houy u2,C H EN N ing1,J IA N G X iaoz hong1,Z HA O Yunf eng1,L U Yuy ing1,L I L uning1

(1.NARI Technology Development Limited Company,Nanjing210003,China;

2.China Southern Power Grid Company,Guangzhou510623,China)

Abstract:The f ront2end subsystem of energy management system(EMS)for China Southern Power Grid consists of four clustering server computers.It integrates many kinds of telecontrol and computer transmission protocols and communicates massively with the five provincial EMSs for China Southern Power Grid by TASE.2protocol.Such key techniques as the hardware configuration of front2end subsystem,database design,software design,automatic generation and mapping of TASE. 2network name are introduced in detail.

K ey w ords:EMS;f ront2end subsystem;data communication;reliability;TASE.2network name

(上接第49页 continued f rom page49)

Modulated Model Analysis of Pulse Width Modulation T echnique for Sinusoidal Inverters

W A N G L iqiao

(Yanshan University,Qinhuangdao066004,China)

Abstract:High f requency sinusoidal inverter is used more and more.It is much helpful to do quantitative analysis of its modulated model for systematic parameter design and project optimization.The modulated models of three major pulse width modulation(PWM)methods for sinusoidal inverters are deduced f rom means of dual Fourier transform.A new unipolar sinusoidal PWM(SPWM)method is proposed and the corresponding modulated model is also established.Through the analysis and comparison of various modulated methods,the optimal modulated strategies under different occasions are determined,such as:for the single2phase f ull2bridge inverter,double2frequency SPWM and unipolar SPWM are the optimal choice;for the combinative three2phase inverter,new unipolar SPWM is the optimal one.Theoretical analysis is verified by simulation and experiment.

This work is supported by National Natural Science Foundation of China(No.50707028)and Doctoral Science Foundation of Yanshan University(No.B155).

K ey w ords:pulse width modulation(PWM);sinusoidal inverter;dual Fourier transform;modulated model;modulated strategy

(上接第78页 continued f rom page78)

Simulation and Experiments on Z ero2sequence Filter Using Zig2zag T ransformer

S O N G Qi peng1,Y I N Zhong dong1,S HA N Renz hong1,QIA O Kun1,Z HOU Zhenhua1,TA N Yueting2

(1.Key Laboratory of Power System Protection and Dynamic Security Monitoring and Control Under Ministry of

Education,North China Electric Power University,Beijing102206,China;https://www.360docs.net/doc/0c1053848.html,ngfang Power Supply Corporation,

Langfang065000,China)

Abstract:To eliminate the zero2sequence harmonic currents in the neutral lines caused by unbalanced and nonlinear loads in the three2phase four2wire distribution power system,a novel zero2sequence harmonic current mitigation approach is proposed by integrating zig2zag transformer and zero2sequence damper together.The simulation and laboratory experiments under different operation conditions indicate that the proposed method can effectively eliminate the zero2sequence harmonic currents.It has simple configuration,and is not influenced by the system parameters.It can effectively filter out harmonics,and significantly improve the power quality and reliability.

This work is supported by National Natural Science Foundation of China(No.50777019).

K ey w ords:zero2sequence filter;power quality;neutral line;zig2zag transformer;zero2sequence damper;resonance

?工程应用? 谈苏伟,等 中国南方电网EMS前置子系统的工程应用

正弦脉宽调制(SPWM)变频器

引言 随着电力电子技术的飞速发展,正弦脉宽调制(SPWM)变频器也得到了大力的发展,在各个领域内得到了广泛的应用。SPWM 变频器主要应用于中小容量,高性能的交流调速系统中,这种新型的变频器具有如下的优点: (1)输出电压的幅值和频率均在逆变器内控制和调节,可以方便的实现压频比恒定控制或低频时幅值电压的补偿等功能,系统的动态性能较好; (2)功率变化只在逆变器内完成,逆变器可由二极管整流供电,电网的功率因数较高; (3)由SPWM逆变器供电的异步电机的电流波形接近正弦波,谐波分量较少,矩阵脉动小,改善了电动机的运行性能。 鉴于正弦脉宽(SPWM)变频器的上述优点,以及在实际电气传动系统中,不同设备对电源的不同需求。本文采用了新型功率器件IGBT和8031AH单片机控制系统,设计了一种新型的单相桥式SPWM变频电源。该变频电源采用恒压频比控制,即U/F为常数,能使主频率在0 ~ 100Hz内可调,且将软件设计和硬件设计结合起来,减少了硬件电路的不必要的成本,又使软件编程不至于繁锁。 本设计由我和张建忠同学合作完成,我主要作硬件原理设计参数计算与软件编程、调试等工作,具体内容在本论文中有详述。而有关硬件绘图、电路仿真及电路介绍等内容可参阅张建忠同学的毕业论文。 由于设计者的能力有限,在设计过程中得到了常宝林老师的悉心教导和大力协助,才将本设计顺利的完成。在此,向指导老师并支持过我们的各位老师表示衷心的感谢。

目录 第一章脉宽调制(PWM)逆变器 一、脉宽调制技术(PWM)及其分类…………………….. 二、正弦脉宽调制技术……………………………………… 三、同步调制和异步调制…………………………………… 四、SPWM波形的软件生成……………………………… 第二章单相桥式正弦脉宽调制(SPWM)变频电源硬件设计…… 一、设计方案及总体框图………………………………….. 二、电路原理与参数计算………………………………….. §1.主电路…………………………………………………… §2.驱动电路…………………………………………………§3. 吸收电路………………………………………………….. §4.保护电路………………………………………………….§5. 控制及接口电路…………………………………………. 第三章软件设计……………………………………………….一.对称规则采样法………………………………………….二.地址分配………………………………………………….三.程序设计…………………………………………………..四.程序调试与仿真…………………………………………五.程序清单…………………………………………………… 结束语……………………………………………………………….

逆变器的基础知识

逆变器的基础知识 一、逆变器种类的划分 主要分两类,一类是正弦波逆变器,另一类是方波逆变器。正弦波逆变器输出的是同我们日常使用的电网一样甚至更好的正弦波交流电,因为它不存在电网中的电磁污染。方波逆变器输出的则是质量较差的方波交流电,其正向最大值到负向最大值几乎在同时产生,这样,对负载和逆变器本身造成剧烈的不稳定影响。 同时,其负载能力差,仅为额定负载的40-60%,不能带感性负载(详细解释见下条)。如所带的负载过大,方波电流中包含的三次谐波成分将使流入负载中的容性电流增大,严重时会损坏负载的电源滤波电容。 针对上述缺点,近年来出现了准正弦波(或称改良正弦波、修正正弦波、模拟正弦波等等)逆变器,其输出波形从正向最大值到负向最大值之间有一个时间间隔,使用效果有所改善,但准正弦波的波形仍然是由折线组成,属于方波范畴,连续性不好。 总括来说,正弦波逆变器提供高质量的交流电,能够带动任何种类的负载,但技术要求和成本均高。准正弦波逆变器可以满足我们大部分的用电需求,效率高,噪音小,售价适中,因而成为市场中的主流产品。方波逆变器的制作采用简易的多谐振荡器,其技术属于50年代的水平,将逐渐退出市场。 二、何为感性负载 通俗地说,即应用电磁感应原理制作的大功率电器产品,如电动机、压缩机、继电器、日光灯等等。这类产品在启动时需要一个比维持正常运转所需电流大得多(大约在3-7倍)的启动电流。 例如,一台在正常运转时耗电150瓦左右的电冰箱,其启动功率可高达1000瓦以上。此外,由于感性负载在接通电源或者断开电源的一瞬间,会产生反电动势电压,这种电压的峰值远远大于逆变器所能承受的电压值,很容易引起逆变器的瞬时超载,影响逆变器的使用寿命。因此,这类电器对供电波形的要求较高。 三、准正弦波逆变器可以用于哪些电器 准正弦波也分为若干种,从与方波相差无几的方形波到比较接近正弦波的圆角梯形波。 我们这里仅讨论方形波,这也是目前大部分市售高频逆变器能够提供的波形。这类准正弦波逆变器可应用于笔记本电脑、电视机、组合式音响、摄像机、数码相机、打印机、各种充电器、掌电上脑、游戏机、影碟机、移动DVD、家用治疗仪等等,输出功率较大的逆变器还可以应用于小型电热器具如电吹风机、电热杯、厨房电器等等。 但对感性负载类电器如电冰箱、电钻等则不宜长时间使用准正弦波逆变器供电。否则,将可能对逆变器和相关电器产品造成损坏或缩短预期使用寿命。如果一定要使用感性负载,建议选用储备功率较大的准正弦波逆变器。

正弦脉宽调制控制

为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波,使电动机的输出转矩平稳,从而获得优秀的工作性能,现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成,采用脉宽调制(pulse width modulation, 简称pwm ) 控制的,只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。应用最早而且作为pwm控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation, 简称spwm)。 图3-1 与正弦波等效的等宽不等幅矩形脉冲波序列 3.1 正弦脉宽调制原理 一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的,因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波,如图3-1所示。图中,在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形(假设分出的波形数目n=12),如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等,则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积,也即有等效的作用。为了提高等效的精度,矩形波的个数越多越好,显然,矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。 在通用变频器采用的交-直-交变频装置中,前级整流器是不可控的,给逆变器供电的是直流电源,其幅值恒定。从这点出发,设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图3-2),只要每个脉冲波的面积都相等,也应该能实现与正弦波等效的功能,称作正弦脉宽调制(spwm)波形。例如,把正弦半波分作n等分(在图3-2中,n=9),把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替,矩形脉冲的幅值不变,各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合,这样就形成spwm波形。同样,正弦波的负半周也可用相同的方法与一系列负脉冲波等效。这种正弦波正、负半周分别用正、负脉冲等效的spwm 波形称作单极式spwm。

[gbk] 实验七 单相正弦波脉宽调制( [gbk] SPWM)逆变电路实验

实验七单相正弦波脉宽调制(SPWM)逆变电路实验 一、实验目的 (1)熟悉单相交直交变频电路原理及电路组成。 (2)熟悉ICL8038的功能。 (3)掌握SPWM波产生的基理。 (4)分析交直交变频电路在不同负载时的工作情况和波形,并研究工作频率对电路工作波形的影响。 采用SPWM正弦波脉宽调制,通过改变调制频率,实现交直交变频的目的。实验电路由三部分组成:即主电路, 驱动电路和控制电路。 (1)主电路部分: AC/DC (整流) DC/AC (逆变) 图4-1 主电路结构原理图 如图4-1所示, 交直流变换部分(AC/DC)为不可控整流电路(由实验挂箱DJK09提供);逆变部分(DC/AC)由四只IGBT管组成单相桥式逆变电路,采用双极性调制方式。输出经LC低通滤波器,滤除高次谐波,得到频率可调的正弦波(基波)交流输出。 本实验设计的负载为电阻性或电阻电感性负载,在满足一定条件下,可接电阻启动式单相鼠笼式异步电动机。 (2)驱动电路: 如图4-2(以其中一路为例)所示,采用IGBT管专用驱动芯片M57962L,其输入端接控制电路产生的SPWM信号,其输出可用以直接驱动IGBT管。其特点如下: ①采用快速型的光藕实现电气隔离。 ②具有过流保护功能,通过检测IGBT管的饱和压降来判断IGBT是否过流,过流时IGBT 管CE结之间的饱和压降升到某一定值,使8脚输出低电平,在光藕TLP521的输出端OC1呈现高电平,经过流保护电路(见图4-3),使4013的输出Q端呈现低电平,送控制电路,

起到了封锁保护作用。 图4-2 驱动电路结构原理图 图4-3保护电路结构原理图 (3)控制电路: 图4-4 控制电路结构框图 TLP521 SPWM1

1000W正弦波逆变器制作过程详解

1000W正弦波逆变器制作过程详解 1000W正弦波逆变器制作过程详解 作者:老寿 这个机器,输入电压是直流是12V,也可以是24V,12V时我的目标是800W,力争1000W,整体结构是学习了钟工的3000W机器.具体电路图请参考:1000W正弦波逆变器(直流12V转交流220V)电路图 也是下面一个大散热板,上面是一块和散热板一样大小的功率主板,长228MM,宽140MM。升压部分的4个功率管,H桥的4个功率管及4个TO220封装的快速二极管直接拧在散热板;DC-DC升压电路的驱动板和SPWM的驱动板直插在功率主板上。 因为电流较大,所以用了三对6平方的软线直接焊在功率板上: 吸取了以前的教训:以前因为PCB设计得不好,打了很多样,花了很多冤枉钱,常常是PCB打样回来了,装了一片就发现了问题,其它的板子就这样废弃了。所以这次画PCB 时,我充分考虑到板子的灵活性,尽可能一板多用,这样可以省下不少钱,哈哈。

如上图:在板子上预留了一个储能电感的位置,一般情况用准开环,不装储能电感,就直接搭通,如果要用闭环稳压,就可以在这个位置装一个EC35的电感。 上图红色的东西,是一个0.6W的取样变压器,如果用差分取样,这个位置可以装二个200K的降压电阻,取样变压器的左边,一个小变压器样子的是预留的电流互感器的位置,这次因为不用电流反馈,所以没有装互感器,PCB下面直接搭通。 上面是SPWM驱动板的接口,4个圆孔下面是装H桥的4 个大功率管,那个白色的东西是0.1R电流取样电阻。二个 直径40的铁硅铝磁绕的滤波电感,是用1.18的线每个绕90圈,电感量约1MH,磁环初始导磁率为90。 上图是DC-DC升压电路的驱动板,用的是KA3525。这次 共装了二板这样的板,一块频率是27K,用于普通变压器驱动,还有一块是16K,想试试非晶磁环做变压器效果。 H桥部分的大功率管,我有二种选择,一种是常用的IRFP460,还有一种是IGBT管40N60,显然这二种管子不是同一个档次的,40N60要贵得多,但我的感觉,40N60的确要可靠得多,贵是有贵的道理,但压降可能要稍大一点。 这是TO220封装的快恢复二极管,15A 1200V,也是张工

正弦波逆变器设计

正弦波逆变器逆变主电路介绍 主电路及其仿真波形 图1主电路的仿真原理图 图1.1是输出电压的波形和输出电感电流的波形。上部分为输出电压波形,下面为电感电流波形。 图1.1输出电压和输出电感电流的波形 图1.2为通过三角载波与正弦基波比较输出的驱动信号,从上到下分别为S1、S3、S2、S4的驱动信号,从图中可以看出和理论分析的HPWM调制方式的开关管的工作波形向一致。

图1.2 开关管波形 从图1.3的放大的图形可以看出,四个开关管工作在正半周期,S1和S3工作在互补的调制状态,S4工作在常导通状态,S2截止;在负半周期,S2和S4工作在互补的调制状态,S3工作在常导通状态,S1截止。 图1.3放大的开关管波形 图1.4为主电路工作模态的仿真波形,图中从上到下分别为C3的电压波形、C1的电压波形、S3开关管的驱动波形,S1的驱动波形。从图中可以看出在S1关断的瞬间,辅助电容的电压开始上升,完成充电过程,同时S3上的辅助电容完成放电过程,S3开通。 图1.4工作模态仿真波形 图1.5为开关管的驱动电压波形和电感电流波形图,图中从上到下分别为电

感电流波形、S3驱动波形、S1驱动波形。从图中可以看出当S1关断瞬间到S3开通的瞬间,电感电流为一恒值,S3开通后,电感电流不断下降到S3关断时的最小值,然后到S1开通之前仍然为一恒值,直到S1开通,重复以上过程。根据以上结论可以看出仿真分析状态和前面的理论分析完全符合。 图1.5开关管的驱动电压波形和电感电流波形 2 滤波环节参数设计与仿真分析 2.1 输出滤波电感和电容的选取 对逆变电源而言,由于逆变电路输出电压波形谐波含量较高,为获得良好的正弦波形,必须设计良好的LC 滤波器来消除开关频率附近的高次谐波。 滤波电容C f 是滤除高次谐波,保证输出电压的THD 满足要求。C f 越大,则THD 小,但是C f 不断的增大,意味着无功电流也随之增加,从而增加了逆变电源的 电容容量,同时会导致逆变电源系统体积重量增加,同时电容太大,充放电时间也延长,对输出波形也会产生一定的影响。 逆变桥输出调制波形中的高次谐波主要降在滤波电感的两端,所以L 的大小关系到输出波形的质量。要保证输出的谐波含量较低,滤波电感的感值不能太小。增加滤波器电感量可以更好地抑制低次谐波,但是电感量的增加带来体积重量的加大。不仅如此,滤波电感的大小还影响逆变器的动态特性。滤波电感越大,电感电流变化越慢,动态时间越长,波形畸变越严重。而减小滤波电感,可以改善电路的动态性能,则使得输出电流的开关纹波加大,必然增大磁滞损耗,波形也会变差。综合以上的分析,在LC 滤波器的参数设计时应综合考虑。 本文设计的LC 滤波器如图 3.12中所示,电感的电抗2L X L fL ωπ==,L X 随频率的升高而增大。电容的电抗为 112C X C fC ωπ==,C X 随频率的升高而减小。1L C ωω=所对应

正弦脉宽调制

正弦脉宽调制(SPWM)控制 为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波,使电动机的输出转矩平稳,从而获得优秀的工作性能,现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成,采用脉宽调制(pulse width modulation, 简称pwm ) 控制的,只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。应用最早而且作为pwm 控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation, 简称spwm)。 图3-1 与正弦波等效的等宽不等幅矩形脉冲波序列 3.1 正弦脉宽调制原理 一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的,因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波,如图3-1所示。图中,在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形(假设分出的波形数目n=12),如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等,则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积,也即有等效的作用。为了提高等效的精度,矩形波的个数越多越好,显然,矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。

在通用变频器采用的交-直-交变频装置中,前级整流器是不可控的,给逆变器供电的是直流电源,其幅值恒定。从这点出发,设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图3-2),只要每个脉冲波的面积都相等,也应该能实现与正弦波等效的功能,称作正弦脉宽调制(spwm)波形。例如,把正弦半波分作n等分(在图3-2中,n=9),把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替,矩形脉冲的幅值不变,各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合,这样就形成spwm波形。同样,正弦波的负半周也可用相同的方法与一系列负脉冲波等效。这种正弦波正、负半周分别用正、负脉冲等效的spwm波形称作单极式spwm。 图3-2 spwm波形

第二节 正弦波脉宽调制SPWM控制法

第二节正弦波脉宽调制SPWM控制法 1.2.1 正弦波脉宽调制SPWM 逆变器结构 典型的交流-直流-交流逆变器的结构如图2-1-3所示。 图2-1-3:变压变频器主电路结构图 图2-1-3中,单相交流或三相交流供电经非控全波整流,变成单极性直流电压;该直流电压经有源或无源功率因素校正电路PFC(Power Factor Correct)得到直流母线电压 Udc,某些情况下功率因素校正电路可以省略。逆变器的核心电路是由六个功率开关器件Q1-Q6构成的三相逆变桥,每个桥有上下两个桥臂;上桥臂上端接直流母线电压正端(DC+),下桥臂下端接直流母线参考端(DC-);对于交流异步电机的驱动,为防止直通,上、下桥臂通常设置为互补工作方式:上桥臂导通时,下桥臂截止;下桥臂导通时,上桥臂截止。三桥臂中间输出接至负载:三相感应电机的UVW输入端。 功率开关器件Q1-Q6可以是晶闸管GTO,双极性功率晶体管BJT,金属氧化膜功率场效应管MOSFET,绝缘栅型双极性功率晶体管IGBT。 IGBT具有开关速度快、承载电流大、耐压高、管耗小等特点,在电源逆变器中得到最为广泛的应用。 对于感性负载(电机),为了保护IGBT,常需加续流二极管D1-D6,用以在开关管关断时形成电流回路。IGBT通常已与续流二极管封装在一起。 电容C用于能量缓冲,可保持直流母线电压Udc相对稳定。

为了在电机的UVW端线上输入三相平衡的交流电,通常做法是依一定规则用PWM信号PWM1L-PWM3H去控制逆变器的六个开关管的开关状态。 所谓的正弦波SPWM(Sinusoidally PWM)技术,就是用正弦波去调制PWM信号的脉宽,即:功率管的输出为一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形,其宽度依正弦波规律变化;对交流输出波形的幅度对称性及相位要求不是非常苛刻的应用来说,PWM信号的频率通常保持不变。这种控制策略也叫异步控制法,即载波信号的频率独立于调制波频率。见图2-1-4。 SPWM也叫SWPWM(Sinusoidally Weighted PWM)。 图2-1-4 SPWM波形 图中:Udc --直溜母线电压; Um -- 正弦波基波的峰值,一般情况下,随t2比例变化; T,通常为一固定值; t1 -- PWM信号的周期 pwm t2 --正弦波基波的周期。 SPWM控制法的实现 SPWM控制法实现起来相对较为简单。 先产生一个在时间与幅度上都离散的单位正弦序列,也叫正弦表,90°,180°,360°皆可,并存储在程序空间里。这部分工作可借助于其他工具来完成,如Office Excel。 正弦表的角度分辨率由实际应用确定;对于一个完整的电周期(360°), 1024个点能满足大部分应用的需求。正弦波生成时,有效样本点越多,电压电流谐波越小,效果越好。

正弦波逆变器驱动芯片介绍

光伏逆变器600W正弦波逆变器制作详解 自从公布了1KW正弦波逆变器的制作过程后,有不少朋友来信息,提这样那样的问题,很多都是象我这样的初学者。为此,我又花了近一个月的时间,制作了这台600W的正弦波逆变器,该机有如下特点: 1.SPWM的驱动核心采用了单片机SPWM芯片,TDS2285,所以,SPWM驱动部分相对纯硬件来讲,比较简单,制作完成后要调试的东西很少,所以,比较容易成功。 2.所有的PCB全部采用了单面板,便于大家制作,因为,很多爱好者都会自已做单面的PCB,有的用感光法,有点用热转印法,等等,这样,就不用麻烦PCB厂家了,自已在家里就可以做出来,当然,主要的目的是省钱,现在的PCB厂家太牛了,有点若不起(我是万不得已才去找PCB 厂家的)。 3.该机所有的元件及材料都可以在淘宝网上买到,有了网购真的很方便,快递送到家,你要什么有什么。 如果PCB没有做错,如果元器件没有问题,如果你对逆变器有一定的基

础,我老寿包你制作成功,当然,里面有很多东西要自已动手做的,可以尽享自已动手的乐趣。 4.功率只有600W,一般说来,功率小点容易成功,既可以做实验也有一定的实用性。 下面是样机的照片和工作波形:

一、电路原理: 该逆变器分为四大部分,每一部分做一块PCB板。分别是“功率主板”;“SPWM驱动板”;“DC-DC驱动板”;“保护板”。 1.功率主板: 功率主板包括了DC-DC推挽升压和H桥逆变两大部分。 该机的BT电压为12V,满功率时,前级工作电流可以达到55A以上,DC-DC升压部分用了一对190N08,这种247封装的牛管,只要散热做到

正弦脉宽调制(SPWM)控制

正弦脉宽调制(SPWM)控制 2010-09-18ylw527+关注献花(4) 为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波,使电动机的输出转矩平稳,从而获得优秀的工作性能,现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成,采用脉宽调制(pulse width modulation, 简称pwm ) 控制的,只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。应用最早而且作为pwm控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation, 简称spwm)。 图3-1 与正弦波等效的等宽不等幅矩形脉冲波序列 3.1 正弦脉宽调制原理 一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的,因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波,如图3-1所示。图中,在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形(假设分出的波形数目n=12),如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等,则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积,也即有等效的作用。为了提高等效的精度,矩形波的个数越多越好,显然,矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。 在通用变频器采用的交-直-交变频装置中,前级整流器是不可控的,给逆变器供电的是直流电源,其幅值恒定。从这点出发,设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图3-2),只要每个脉冲波的面积都相等,也应该能实现与正弦波等效的功能,称作正弦脉宽调制(spwm)波形。例如,把正弦半波分作n等分(在图3-2中,n=9),把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替,矩形脉冲的幅值不变,各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合,这样就形成spwm波形。同样,正弦波的负半周也可用相同的方法与一系列

正弦脉宽调制(SPWM)波的基本要素

正弦脉宽调制波的基本要素 正弦脉宽调制(SPWM )波的基本要素 摘要:本文以电工学正弦理论为基础;以经典的自然采样法为依托;以电子变流技术为研究对象,全面阐述了SPWM 波的基本特征与个性,旨在为实验及测试提供规范的参照基准并回归于应用数学。 关键词:正弦波;载波比;等幅调制;频带;相位差;渐变斜角调制。 1 前言 电源应用的变革确立了脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation )即PWM 技术的重要地位,并且赋予了电子变流技术强大的生命力,产品几乎涵盖了所有的开关电源、斩波器及电流变换器等领域。始于1975年推广应用正弦脉宽调制(Sinusoidal PWM 简称SPWM )以来,经多年研究发展的历程,正弦逆变技术也渐趋成熟而服务于广泛的交流应用场合,涉及民用、商用、军用及科研四大板块,人们也真实的感受到系统性能的改善、能源转换效率的提高和电磁污染的减少或净化,也为应用的持续发展奠定了坚实的基础,并且越来越多的与其他科学领域相互关联、相互交叉和相互渗透,继而应用系统逐渐朝高性能、高效率、大功率、高频化和智能化的方向发展,同时随着工程发展的日益需求,对逆变系统提出了更高的要求。 2 生成SPWM 波的基理 由于正弦交流量是典型的模拟量,传统发电机难以完成高频交流电流输出,而功率半导体器件于模拟状态工作时产生的动态损耗剧增,于是,用开关量取代模拟量成为必由之路,并归结为脉冲电路的运行过程,从而构成了运动控制系统中的功率变换器或电源引擎。 典型的H 桥逆变电路很容易理解(图1a ), (a) 负 载 (b)(c ) 图1 对角联动的两个开关器件和与之对应的另一组对角桥臂同时实施交替的开关作业时,建立运行后,流经负载的电流即为交流电流(图1b ),考虑到功率器件关断时的滞后特性避免造成短路,通常都做成(图1c )的波形结构。显然开关器件输出的是方波(矩形波)交流电流。 在交流应用场合,多数负载要求输入的是正弦波电流。 电工学认为,周期性的非正弦交流量是直流、正弦波和余弦波等分量的集合,或者是非正弦波也可以分解为相位差和频率不同的正弦波以及直流分量。 不良波形或失真严重的正弦交流量必然产生大量的低次、高次及分数谐波,丰富的谐波分量与基波叠加的情景使得正负峰值几乎同时发生,换向突变时急剧的运动状态将对负载造成冲击并导致负载特性的不稳定或漂移,又加重了滤波器件的负担,损耗也随之增大,非但降低了电网的功率因数,还对周边设备造成不良影响。 在高频化和大功率电力变换场合,装置内部急剧的电流变化,不但使器件承受很大电磁应力,并向装置周围空间辐射有害电磁波污染环境,这种电磁干扰(Electro Magnetic Interference 简称EMI )还会引发周围设备的误动作及造成电能计量紊乱。抑制谐波和EMI 的防御仍为重要课题或技术指标。

正弦脉宽调制变频调速系统

实验报告课程名称:电机控制指导老师:年珩赵建勇成绩: 实验名称:正弦脉宽调制变频调速系统实验类型:同组学生姓名: 一、实验目的和要求(必填)二、实验内容和原理(必填) 三、主要仪器设备(必填)四、操作方法和实验步骤 五、实验数据记录和处理六、实验结果与分析(必填) 七、讨论、心得 一、实验目的 1、加深理解自然采样法生成SPWM波的机理和过程。 2、熟悉SPWM变频调速系统中直流回路、逆变桥功率器件和微机控制电路之间的连接。 3、了解SPWM变频器运行参数和特性。 二、实验线路及原理 SPWM变频器供电的异步电机变频调速系统的实验原理图如图1所示,其中控制键盘与运行显示布置图见图2所示。 SPWM变频调速系统主要由不控整流桥、电容滤波、直流环节电流采样(串采样电阻)、MOSFET逆变桥、MOSFET驱动电路、8031单片微机数字控制情况、控制键盘与运行显示等环节组成。整个系统可按图1所示的接线端编号一一对应接线。 图1 SPWM变频调速系统原理图

本实验系统的性能指标如下: (1)运行频率f1可在1~60Hz的范围内连续可调。 (2)调制方式 1)同步调制:调制比F r=3~123可变,步增量为3; 2)异步调制:载波频率f0=0.5~8kHz可变,步增量为0.5kHz; 3)混合调制:系统自动确定各运行频率下的调制比。 图2 SPWM变频器控制键盘与运行显示面板图 (3)V/f曲线 有四条V/f曲线可供选择,以满足不同的低频电压补偿要求,如图3所示。 曲线1: f1=1~50Hz, U1/f1=220/50=4.4V/Hz f1=51~60Hz,U1=220V 曲线2:f1=1~5Hz, U1=21.5V f1=6~50Hz,U1/f1=220/50=4.4V/Hz f1=51~60Hz, U1=220V 曲线3:f1=1~8Hz, U1=34.5V f1=9~50Hz,U1/f1=220/50=4.4V/Hz f1=51~60Hz, U1=220V 曲线4:f1=1~10Hz, U1=43V f1=11~50Hz,U1/f1=220/50=4.4V/Hz f1=51~60Hz, U1=220V (4)加速时间 可在1~60s区间设定电机从静止加速到额定速度所需时间,10s以下步增量为1s,10s到60s步增量为5s。 图3 不同的V/f曲线 三、实验内容 (1)用SPWM变频器驱动三相异步电动机实现变频调速运行。 (2)改变调制方式,观察变频器调制波形、不同负载时的电动机端部线电压、线电流

正弦脉宽调制(SPWM)控制

正弦脉宽调制(SPWM)控制(转载) 为了使变压变频器输出交流电压的波形近似为正弦波,使电动机的输出转矩平稳,从而获得优秀的工作性能,现代通用变压变频器中的逆变器都是由全控型电力电子开关器件构成,采用脉宽调制(pulse width modulation, 简称pwm ) 控制的,只有在全控器件尚未能及的特大容量时才采用晶闸管变频器。应用最早而且作为pwm 控制基础的是正弦脉宽调制(sinusoidal pulse width modulation, 简称spwm)。 图3-1 与正弦波等效的等宽不等幅矩形脉冲波序列 3.1 正弦脉宽调制原理 一个连续函数是可以用无限多个离散函数逼近或替代的,因而可以设想用多个不同幅值的矩形脉冲波来替代正弦波,如图3-1所示。图中,在一个正弦半波上分割出多个等宽不等幅的波形(假设分出的波形数目n=12),如果每一个矩形波的面积都与相应时间段内正弦波的面积相等,则这一系列矩形波的合成面积就等于正弦波的面积,也即有等效的作用。为了提高等效的精度,矩形波的个数越多越好,显然,矩形波的数目受到开关器件允许开关频率的限制。 在通用变频器采用的交-直-交变频装置中,前级整流器是不可控的,给逆变器供电的是直流电源,其幅值恒定。从这点出发,设想把上述一系列等宽不等幅的矩形波用一系列等幅不等宽的矩形脉冲波来替代(见图3-2),只要每个脉冲波的面积都相等,也应该能实现与正弦波等效的功能,称作正弦脉宽调制(spwm)波形。例如,把正弦半波分作n等分(在图3-2中,n=9),把每一等分的正弦曲线与横轴所包围的面积都用一个与此面积相等的矩形脉冲来代替,矩形脉冲的幅值不变,各脉冲的中点与正弦波每一等分的中点相重合,这样就形成spwm波形。同样,正弦波的负半周也

6单相正弦波脉宽调制(SPWM)逆变电路实验报告

实验报告 课程名称:现代电力电子技术 实验项目:单相正弦波脉宽调制(SPWM)逆变电路验实验时间: 实验班级: 总份数: 指导教师:朱鹰屏 自动化学院电力电子实验室 二〇〇年月日

广东技术师范学院实验报告 学院:自动化学院专业:电气工程及其自 动化 班级:成绩: 姓名:学号:组别:组员: 实验地点:电力电子实验室实验日期:指导教师签名: 实验(六)项目名称:单相正弦波脉宽调制(SPWM)逆变电路实验1.实验目的和要求 (1)熟悉单相交直交变频电路原理及电路组成。 (2)熟悉ICL8038的功能。 (3)掌握SPWM波产生的基理。 (4)分析交直交变频电路在不同负载时的工作情况和波形,并研究工作频率对电路工作波形的影响。 2.实验原理 采用SPWM正弦波脉宽调制,通过改变调制频率,实现交直交变频的目的。实验电路由三部分组成:即主电路, 驱动电路和控制电路。 主电路部分:

AC/DC (整流) DC/AC (逆变) 图4-1 主电路结构原理图 如图4-1所示, 交直流变换部分(AC/DC )为不可控整流电路(由实验挂箱DJK09提供);逆变部分(DC/AC )由四只IGBT 管组成单相桥式逆变电路,采用双极性调制方式。输出经LC 低通滤波器,滤除高次谐波,得到频率可调的正弦波(基波)交流输出 。 本实验设计的负载为电阻性或电阻电感性负载,在满足一定条件下,可接电阻启动式单相鼠笼式异步电动机。 (2)驱动电路: 如图4-2(以其中一路为例)所示,采用IGBT 管专用驱动芯片M57962L ,其输入端接控制电路产生的SPWM 信号,其输出可用以直接驱动IGBT 管。其特点如下: ①采用快速型的光藕实现电气隔离。 ②具有过流保护功能,通过检测IGBT 管的饱和压降来判断IGBT 是否过流,过流时IGBT 管CE 结之间的饱和压降升到某一定值,使8脚输出低电平,在光藕TLP521的输出端OC1呈现高电平,经过流保护电路(见图4-3),使4013的输出Q 端呈现低电平,送控制电路, 起到了封锁保护作用。 图4-2 驱动电路结构原理图 TLP521SPWM1

600W正弦波逆变器制作详解.

600W正弦波逆变器制作详解 ---献给象我一样的逆变器初学者 自从公布了1KW正弦波逆变器的制作过程后,有不少朋友来信息,提这样那样的问题,很多都是象我这样的初学者。为此,我又花了近一个月的时间,制作了这台600W的正弦波逆变器,该机有如下特点: 1.SPWM的驱动核心采用了单片机SPWM芯片,TDS2285,所以,SPWM驱动部分相对纯硬件来讲,比较简单,制作完成后要调试的东西很少,所以,比较容易成功。 2.所有的PCB全部采用了单面板,便于大家制作,因为,很多爱好者都会自已做单面的PCB,有的用感光法,有点用热转印法,等等,这样,就不用麻烦PCB厂家了,自已在家里就可以做出来,当然,主要的目的是省钱,现在的PCB厂家太牛了,有点若不起(我是万不得已才去找PCB厂家的)。 3.该机所有的元件及材料都可以在淘宝网上买到,有了网购真的很方便,快递送到家,你要什么有什么。 如果PCB没有做错,如果元器件没有问题,如果你对逆变器有一定的基础,我老寿包你制作成功,当然,里面有很多东西要自已动手做的,可以尽享自已动手的乐趣。 4.功率只有600W,一般说来,功率小点容易成功,既可以做实验也有一定的实用性。 下面是样机的照片和工作波形:

一、电路原理: 该逆变器分为四大部分,每一部分做一块PCB 板。分别是“功率主板”;“SPWM 驱动板”;“DC -DC 驱动板”;

“保护板”。 1.功率主板: 功率主板包括了DC-DC推挽升压和H桥逆变两大部分。 该机的BT电压为12V,满功率时,前级工作电流可以达到55A以上,DC-DC升压部分用了一对190N08,这种247封装的牛管,只要散热做到位,一对就可以输出600W,也可以用IRFP2907Z,输出能力差不多,价格也差不多。主变压器用了EE55的磁芯,其实,就600W而言,用EE42也足够了,我是为了绕制方便,加上EE55是现存有的,就用了EE55。关于主变压器的绕制,下面再详细介绍。前级推挽部分的供电采用对称平衡方式,这样做有二个好处,一是可以保证大电流时的二个功率管工作状态的对称性,保证不会出现单边发热现象;二是可以减少PCB反面堆锡层的电流密度,当然,也可以大大减小因为电流不平衡引起的干扰。高压整流快速二极管,用的是TO220封装的RHRP8120,这种管子可靠性很好,我用的是二手管,才1元钱一个。高压滤波电容是470uf/450V的,在可能的情况下,尽可能用的容量大一些,对改善高压部分的负载特性和减少干扰都有好处。 H桥部分用的是4个IRFP460,耐压500V,最大电流20A,也可以用性能差不多的管子代替,用内阻小的管子可以提高整机的逆变效率。H桥部分的电路采用的常规电路。 下面是功率主板的PCB截图,长宽为200X150MM,因为,这部分的电路比较简单,所以,我没有画原理图,是直接画了PCB图的。该板布板时,曾得到钟工的提示帮助,特在此表示感谢。 2. SPWM驱动板 和我的1KW机器一样,SPWM的核心部分采用了张工的TDS2285单片机芯片。关于该芯片的详细介绍,可以看我以前的贴子:https://www.360docs.net/doc/0c1053848.html,/topic/563779,这里不详说了。U3,U4组成时序和死区电路,末级输出用了4 个250光藕,H桥的二个上管用了自举式供电方式,这样做的目的是简化电路,可以不用隔离电源。 因为BT电压会在10-15V之间变化,为了可靠驱动H桥,光藕250的图腾输出级工作电压一定要在12-15之间,

第二节正弦波脉宽调制SPWM控制法

第二节正弦波脉宽调制SPWM控制法1(2(1 正弦波脉宽调制SPWM 逆变器结构 典型的交流-直流,交流逆变器的结构如图2-1-3所示。 图2-1-3: 变压变频器主电路结构图 图2-1-3中,单相交流或三相交流供电经非控全波整流,变成单极性直流电压;该直流电压经有源或无源功率因素校正电路PFC(Power Factor Correct)得到直流母线电压 Udc,某些情况下功率因素校正电路可以省略。逆变器的核心电路是由六个功率开关器件Q1-Q6构成的三相逆变桥,每个桥有上下两个桥臂;上桥臂上端接直流母线电压正端(DC+),下桥臂下端接直流母线参考端(DC-);对于交流异步电机的驱动,为防止直通,上、下桥臂通常设置为互补工作方式:上桥臂导通时,下桥臂截止;下桥臂导通时,上桥臂截止。三桥臂中间输出接至负载:三相感应电机的UVW输入端。 功率开关器件Q1-Q6可以是晶闸管GTO,双极性功率晶体管BJT,金属氧化膜 功率场效应管MOSFET,绝缘栅型双极性功率晶体管IGBT。 IGBT具有开关速度快、承载电流大、耐压高、管耗小等特点,在电源逆变器中得到最为广泛的应用。

对于感性负载(电机),为了保护IGBT,常需加续流二极管D1-D6,用以在开关管关断时形成电流回路。IGBT通常已与续流二极管封装在一起。 电容C用于能量缓冲,可保持直流母线电压Udc相对稳定。 为了在电机的UVW端线上输入三相平衡的交流电,通常做法是依一定规则用PWM信号PWM1L-PWM3H去控制逆变器的六个开关管的开关状态。 所谓的正弦波SPWM(Sinusoidally PWM)技术,就是用正弦波去调制PWM信号的脉宽,即:功率管的输出为一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形,其宽度依正弦波规律变化;对交流输出波形的幅度对称性及相位要求不是非常苛刻的应用来说,PWM 信号的频率通常保持不变。这种控制策略也叫异步控制法,即载波信号的频率独立于调制波频率。见图2-1-4。 SPWM也叫SWPWM(Sinusoidally Weighted PWM)。 图2-1-4 SPWM波形 图中: Udc --直溜母线电压; Um -- 正弦波基波的峰值,一般情况下,随t2比例变化; t1 -- PWM信号的周期,通常为一固定值; Tpwm t2 --正弦波基波的周期。 SPWM控制法的实现 SPWM控制法实现起来相对较为简单。

PWM脉宽调制方法介绍

脉冲宽度调制 脉冲宽度调制(PWM)是英文“Pulse Width Modulation”的缩写,简称脉宽调制。它是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术,广泛应用于测量,通信,功率控制与变换等许多领域。一种模拟控制方式,根据相应载荷的变化来调制晶体管栅极或基极的偏置,来实现开关稳压电源输出晶体管或晶体管导通时间的改变,这种方式能使电源的输出电压在工作条件变化时保持恒定。 脉冲宽度调制(PWM)是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用,方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的,因为在给定的任何时刻,满幅值的直流供电要么完全有(ON),要么完全无(OFF)。电压或电流源是以一种通(ON)或断(OFF)的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候,断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够,任何模拟值都可以使用PWM进行编码。 多数负载(无论是电感性负载还是电容性负载)需要的调制频率高于10Hz,通常调制频率为1kHz到200kHz之间。 许多微控制器内部都包含有PWM控制器。例如,Microchip公司的PIC16C67内含两个PWM控制器,每一个都可以选择接通时间和周期。占空比是接通时间与周期之比;调制频率为周期的倒数。执行PWM操作之前,这种微处理器要求在软件中完成以下工作: * 设置提供调制方波的片上定时器/计数器的周期 * 在PWM控制寄存器中设置接通时间 * 设置PWM输出的方向,这个输出是一个通用I/O管脚 * 启动定时器 * 使能PWM控制器 PWM的一个优点是从处理器到被控系统信号都是数字形式的,无需进行数模转换。让信号保持为数字形式可将噪声影响降到最小。噪声只有在强到足以将逻辑1改变为逻辑0或将逻辑0改变为逻辑1时,也才能对数字信号产生影响。 对噪声抵抗能力的增强是PWM相对于模拟控制的另外一个优点,而且这也是在某些时候将PWM用于通信的主要原因。从模拟信号转向PWM可以极大地延长通信距离。在接收端,通过适当的RC或LC网络可以滤除调制高频方波并将信号还原为模拟形式。 总之,PWM既经济、节约空间、抗噪性能强,是一种值得广大工程师在许多设计应用中使用的有效技术。 几种PWM控制方法 采样控制理论中有一个重要结论:冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时,其效果基本相同.PWM控制技术就是以该结论为理论基础,对半导体开关器件的导通和关断进行控制,使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲,用这些

1000W正弦波逆变器制作过程详解

1000W 正弦波逆变器制作过程详解 1000W 正弦波逆变器制作过程详解 作者:老寿 这个机器,输入电压是直流是12V, 也可以是24V ,12V 时我的目标是800W ,力争1000W ,整体结构是学习了钟工的3000W 机器.具体电路图请参考:1000W 正弦波逆变器(直流12V 转交流220V)电路图也是下面一个大散热板,上面是一块和散热板一样大小的功率主板,长228MM ,宽 140MM 。升压部分的4 个功率管,H 桥的4 个功率管及4 个TO220 封装的快速二极管直接拧在散热板;DC-DC 升压电路的驱动板和SPWM 的驱动板直插在功率主板上。 因为电流较大,所以用了三对6 平方的软线直接焊在功率板上: 吸取了以前的教训:以前因为PCB 设计得不好,打了很多样,花了很多冤枉钱,常常是PCB 打样回来了,装了一片就发现了问题,其它的板子就这样废弃了。所以这次画PCB 时,我充分考虑到板子的灵活性,尽可能一板多用,这样可以省下不少钱,哈哈。 如上图:在板子上预留了一个储能电感的位置,一般情况用准

开环,不装储能电感,就直接搭通,如果要用闭环稳压,就可以在这个位置装一个EC35 的电感。上图红色的东西,是一个0.6W 的取样变压器,如果用差分取样,这个位置可以装二个200K 的降压电阻,取样变压器的左边,一个小变压器样子的是预留的电流互感器的位置,这次因为不用电流反馈,所以没有装互感器,PCB 下面直接搭通。 上面是SPWM 驱动板的接口,4 个圆孔下面是装H 桥的4 个大功率管,那个白色的东西是0.1R 电流取样电阻。二个直径40 的铁硅铝磁绕的滤波电感,是用1.18 的线每个绕90 圈,电感量约1MH ,磁环初始导磁率为90。 上图是DC-DC 升压电路的驱动板,用的是KA3525 。这次共装了二板这样的板,一块频率是27K ,用于普通变压器驱动,还有一块是16K ,想试试非晶磁环做变压器效果。 H 桥部分的大功率管,我有二种选择,一种是常用的 IRFP460 ,还有一种是IGBT 管40N60 ,显然这二种管子不是同一个档次的,40N60 要贵得多,但我的感觉,40N60 的确要可靠得多,贵是有贵的道理,但压降可能要稍大一点。 这是TO220 封装的快恢复二极管,15A 1200V ,也是张工 提供的,价格不贵。我觉得它安装在散热板上,散热效果肯定比普通塑封管要强。 这次的变压器用的是二个EC49 磁芯绕制的,每个功率

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