20170403-三个基本功率变换器在DCM下的稳态关系
三相电压型PWM整流器直接功率控制方法综述
三相电压型PWM整流器直接功率控制方法综述 https://www.360docs.net/doc/054176814.html,/tech/intro.aspx?id=565 点击数：260 刘永奎，伍文俊 （西安理工大学自动化学院电气工程系，陕西西安710048）摘要首先介绍了三相电压型PWM整流器的拓扑结构，在此基础上，对当前应用于PWM 整流器的直接功率控制策略进行了对比分析，介绍了其实现机理和优缺点，最后，对直接功率控制在三相电压型PWM整流器中的控制技术进行了展望。 关键字 PWM整流器；直接功率控制；综述 Summary about Direct Power Control Scheme of Three-Phase Voltage Source PWM Rectifiers LIU Yongkui，WU Wenjun （Xi'an University of Technology，Xi'an Shannxi 710048 China）Abstract The topological structure of three-phase PWM rectifiers is introduced. On this basis, several DPC methods of three-phase voltage source PWM rectifiers were introduced and compared. At last, the pros原per of the control scheme development trends in three-phase PWM rectifiers is presented. Keywords three-phase PWM rectifiers；direct power control；summary 1 概述 三相电压型PWM整流器具有能量双向流动、网侧电流正弦化、低谐波输入电流、恒定直流电压控制、较小容量滤波器及高功率因数（近似为单位功率因数）等特征，有效地消除了传统整流器输入电流谐波含量大、功率因数低等问题，被广泛应用于四象限交流传动、有源电力滤波、超导储能、新能源发电等工业领域。 PWM 整流器控制策略有多种，现行控制策略中以直接电流、间接电流控制为主，这两种闭环控制策略
基于软开关技术的DCDC功率变换器的设计
基于软开关技术的DC/DC功率变换器的设计 O 引言 基于软开关技术的全桥DC／DC变换器在高频、大功率的直流变换领域，有着广泛的应用前景，它提高了系统的效率，增大了装置的功率密度。本文设计的变换器现正应用于电子模拟功率负载中，该负载系统要求能有效实现能量回馈电网，且直流高压>540V，低压直流为48~60V，因此，为升压变换。限于篇幅，本文仅对DC／DC变换器的设计进行讨论，该变换器利用高频变压器的原边漏感、功率MOSFET并联外接的电容实现零电压开关，该方案简单、高效、易实现。采用改进型移相控制器UC3879为控制核心，对变换器实现恒流输入控制，文中给出了实用的控制电路和主要参数的设计方法。试验结果证明系统性能优良、效率高、功率密度大。 1 基本原理 1.1 DC／DC变换器的电路原理 图1所示的是DC／DC功率变换器的电路原理图，功率开关管S1~S4及内部集成的二极管组成全桥开关变换器，S1及S3组成超前桥臂，S2及S4组成滞后桥臂，S1~S4在寄生电容、外接电容C1~C4和变压器漏感的作用F谐振，实现零电压开关。其中C7为隔直电容，可有效地防止高频变压器的直流偏磁。低压直流侧滤波电容为C5、C6、L1为共模电感。实时检测的输入侧电流值同指令电流值比较，得到的误差信号经过PI 环节输出，由改进型移相控制器UC3879组成的控制系统实时生成变换器的触发脉冲；系统实行恒流控制，便于在不同负载情况下考核被测试的直流电源组，同时，也利于根据试验考核系统的功率等级，实现多个相同电子模拟负载模块的并联。
经过实验测试，DC／DC功率变换器工作在软开关状态下，输出高压直流为560V时，高频变压器副边电压的峰值高达1000V。考虑在工程应用中，系统应该有足够的储备裕量，以利于长时间可靠、安全的运行，整流部分由两个完全相同的整流桥串联构成。 1.2 控制策略 对于全桥变换器的控制通常有双极性控制方式、有限双极性控制方式和移相控制方式。双极性控制方式下的功率开关管工作在硬开关状态，开关管的开关损耗很大，限制了开关频率的提高。有限双极性控制方式可使一对开关管是零电压开关，另一对开关管是零电流开关，适合选用IGBT作为开关管，能避免IGBT的电流拖尾。对于功率MOSFET，移相控制方式的拓扑结构简洁，控制方式简单，也有很多优点： 1)开关频率恒定，利于滤波器的优化设计； 2)实现了开关管的零电压开关，减小了开关损耗，可提高开关频率； 3)功率器件的电压和电流应力小。 因此，该DC／DC功率变换器的控制采用移相控制方式实现零电压开关。每个桥臂的两个开关管成180°互补导通(同一桥臂两开关管有一死区时间)，两个桥臂的触发角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角可以调节输出电压。开关管关断时变压器的原边电流给关断开关管的
R、L、C元件的功率和能量
1 .电阻元件的功率 设正弦稳态电路中，在关联参考方向下，瞬时功率为p R(t)= u(t)I(t) 设流过电阻元件的电流为I R (t)=I m sinωt A 其电阻两端电压为 u R(t)=I m R sinωt =U m sinωt V 则瞬时功率为p R(t)= u(t) i(t)=2U R I R sin2ωt =U R I R（1-cos2ωt）W 由于cos2ωt≤1,故此p R（t）=U R I R（1-cos2ωt）≥0 其瞬时功率的波形图如图所示 由图可见，电阻元件的瞬时功率是以两倍 于电压的频率变化的，而且p R（t）≥0， 说明电阻元件是耗能元件。 电阻的平均功率 可见对于电阻元件，平均功率的计算公式与 直流电路相似。 2. 电感元件的功率 在关联参考方向下，设流过电感元件的电流为i L(t)=√2I L sinωt A
则电感电压为： 上式表明，电感元件的瞬时功率也是以两倍于电压的频率变化的；且p L(t)的值可正可负。其波形图如图所示。 从图上看出，当u L(t)、i L(t) 都为正值时或都为负值时， p L(t)为正，说明此时电感吸收 电能并转化为磁场能量储存起 来；反之，当p L(t)为负时， 电感元件向外释放能量。 p L(t)的值正负交替，说明电 感元件与外电路不断地进行着 能量的交换。 电感消耗的平均功率为： 电感消耗的平均功率为零，说 明电感元件不消耗功率，只是 与外界交换能量。 3．电容元件的功率 在电压、电流为关联参考方向下，设流过电容元件的电流为: i c (t)=
√2I c sinωt A 则电容电压为： 其瞬时功率为： u c (t)、I c(t)、p c(t)的波形如图所示。 从图上看出，p c(t)、与p L(t)波形图相似，电容元件只与外界交换能量而不消耗能量。 电容的平均功率也为零，即： 电感元件以磁场能量与外界进行能量交换，电容元件是以电场能量与外界进行能量交换。
第九章正弦稳态电路的分析
第九章 正弦稳态电路的分析 本章重点： 1.阻抗，导纳及的概念 2.正弦电路的分析方法 3.正弦电路功率的计算 4.谐振的概念及谐振的特点 本章难点：如何求电路的参数 主要内容 §9-1阻抗和导纳 1．阻抗 (1)复阻抗：u i Z U U Z Z R jX I I ψψ?==-=∠=+&& 式中22U Z R X I ==+为阻抗的模； Z u i X arctg R ?ψψ=-=为阻抗角(辐角)； R=Re[Z]cos z Z ?=称为电阻； X=Im[Z]=sin z Z ?称电抗。 (2)RLC 串联电路的阻抗： 1 U Z R j L I j c ωω==++ =&& 1 ()()L C Z R j L c R j X X R jX Z ωω?+- = ++=+=∠ 式中L X L ω=称为感抗；1C X c ω=- 称为容抗；1L C X X X L c ωω=+=- 可见，当X.>0，即1L c ωω>时，Z 是感性； 当X<0，即1L c ωω<时，Z 呈容性。 (3)阻抗三角形： 2．导纳 Z ?Z Ｒ Ｘ Z &U &+ — I &U &+ — C L
(1)复导纳：1i u Y I I Y Y G jB Z U U ψψ?===∠-=∠=+&& 式中I Y U = =称为导纳的模；arctan Y B G ψ=称为导纳角； Re[]cos Y G Y Y ψ==称为电导； Im[]sin Y B Y Y ψ==称为电纳。 (2)RLC 并联电路的导纳： 1111 ()I Y j c j c U R j L R L ωωωω==++=+-=&& ()C L Y G j B B G jB Y ψ++=+=∠ 式中1L B L ω=- 称为感纳；C B C ω=称为容纳；1C L B B B c L ωω=+=-；1 G R =。 可见，当0,B >即1c L ωω>时，Y 呈容性；当0,B <即1 ,c L ωω 逆变器并网电流环控制 1连接电抗器设计 图1并网逆变器主电路图 并网逆变器主电路图如图1所示。滤波电感参数的计算过程如下： 假设在t k 时刻起始的一个开关周期内数值近似保持不变为U k ，电感电流平均值为I Lk ，电流纹波增加量为+L I ?和减小量-L I ?相等，均为L I ?，桥式逆变电路输出电压波形为u i ，占空比为D ，直流电压为V DC ，开关周期为T s ，则t k 即刻起始的一个开关周期内逆变器电压和电感电流波形如图2所示。 图 2逆变器电压和电感电流波形 由图可知，当k k s t t t DT <<+时，+-= dc k L s M V U I DT L ???；当+k s k s t DT t t T <<+时，-=(1)k L s U I D T L ??-。 化简得： dc k s s M U U DT T L L ??=? 2(1)()dc dc L s s M V M V I D D T D D T L L ???=-=- 当占空比D=0.5时且V dc 最大时，L I ?达到最大 则 V max max 4dc s L M V T I L ???= max max 4dc s L M V T L I ??≥ 在本设计中取直流侧输入电压最大值_max 900V dc V =；10KHz s f =；7.58A o I = ； max =15% 1.61L o I A ?=；=6.89mH L ；=7mH L 。 2电流环设计与仿真 同步旋转坐标系下，逆变器的交流侧电压表达式为 d d gd q q q gq d di v L u i dt di v L u i dt ωω? =-++??? ?=-+-?? 考虑到需要对逆变器的有功无功进行解耦控制，因此在本设计中采用基于d 轴电网电压定向的控制策略，则逆变器交流侧电压表达式可变为 d d gd q q q d di v L u i dt di v L i dt ωω? =-++??? ?=--?? 带解耦的电流闭环控制框图如图3所示。可通过电流状态反馈来实现两轴电 流间的解耦控制。 图3电流闭环控制框图 电流环的参数计算 考虑主电路部分d 轴电流解耦后的传递函数和q 轴电流的控制框图如图4所示。 第17卷第12期2013年12月电机与控制学报 Electri c Machines and Control Vol.17No.12 Dec．2013 PWM整流器预测无差拍直接功率控制 张永昌，谢伟，李正熙 （北方工业大学电力电子与电气传动北京市工程研究中心，北京100144） 摘要:针对PWM整流器采用直接功率控制时存在的稳态纹波大、采样率高和开关频率低等问 题，结合占空比调制和无差拍控制的概念提出一种改进的直接功率控制方法。通过分析不同电压 矢量对功率变化的影响，提出在每个控制周期内同时作用一个非零矢量和一个零矢量，其中非零矢 量从传统的矢量表直接功率控制获得。该非零矢量的优化作用时间通过对有功功率实行预测无差 拍控制而解析得到。搭建了两电平PWM整流器平台对传统直接功率控制和预测无差拍直接功率 控制进行对比研究。仿真和实验结果表明，相比传统基于矢量表的直接功率控制，预测无差拍直接 功率控制能够显著减小功率脉动和电流谐波，而且动态响应迅速，简单易实现，是一种性能优良的 功率控制方法。 关键词:PWM整流器;直接功率控制;无差拍控制;预测控制 中图分类号：TM46文献标志码：A文章编号：1007－449X（2013）12－0057－07 Predictive deadbeat direct power control of PWM rectifier ZHANG Yong-chang，XIE Wei，LI Zheng-xi （Power Electronics and Motor Drive EngineeringＲesearch Center of Beijing， North China University of Technology，Beijing100144，China） Abstract：To solve the problems of high steady ripple，high sampling frequency and low switching fre- quency for direct power controlled（DPC）pulse width modulation（PWM）rectifier，an improved DPC is proposed by combining the concept of duty cycle control and deadbeat control．After analyzing the influ- ences of various voltage vectors on power slopes，it is suggested to apply one non-zero voltage vector and one zero voltage vector simultaneously during one control period．The non-zero vector was obtained from conventional switching-table-based DPC and its duration was obtained based on the principle of deadbeat control of active power．A two-level PWM rectifier platform was established to comparatively study the performances of conventional DPC and the proposed predictive deadbeat DPC．Both simulation and exper- imental results prove that，compared to conventional DPC，the predictive deadbeat DPC is able to reduce both power ripples and current harmonics significantly and features quick dynamic response with simple implementation．Hence，the proposed predictive deadbeat DPC is an excellent power control method with good performances． Key words：PWM rectifier；direct power control；deadbeat control；predictive control 收稿日期：2013－01－12 基金项目:国家自然科学基金(51207003，51347004);北京市科技新星计划(xx2013001) 作者简介:张永昌(1982—)，男，博士，副教授，研究方向为电力电子与电机控制; 谢伟(1988—)，男，硕士研究生，研究方向为PWM整流器; 李正熙(1955—)，男，博士，教授，研究方向为电气传动和智能交通。 通讯作者:张永昌 DOI:10.15938/j.emc.2013.12.009 0 引言 多电平变换器的概念自从A.Nabael在1980年的IAS年会上提出以后，以其独特的优点受到广泛的关注和研究。首先，对于n电平的变换器，每个功率器件承受的电压仅为母线电压的1/（n－1），这就使得能够用低压器件来实现高压大功率输出，且无需动态均压电路；多电平变换器的输出电压波形由于电平数目多，使波形畸变(THD)大大缩小，改善了装置的EMI特性；还使功率管关断时的d v/d t应力减少，这在高压大电机驱动中，有效地防止了电机转子绕组绝缘击穿；最后，多电平变换器输出无需变压器，从而大大减小了系统的体积和损耗。因此，多电平变换器在高电压大功率的变频调速、有源电力滤波装置、高压直流（HVDC）输电系统和电力系统无功补偿等方面有着广泛的应用前景。 1 多电平变换器的拓扑结构 国内外学者对多电平变换器作了很多的研究，提出了不少拓扑结构。从目前的资料上看，多电平变换器的拓扑结构主要有4种： 1）二极管中点箝位型（见图1）； 2）飞跨电容型(见图2)； 3）具有独立直流电源级联型（见图3）； 4）混合的级联型多电平变换器。 图1 二极管箝位型三电平变换器 图2 飞跨电容型三电平变换器 图3 级联型五电平变换器 其中混合级联型是3）的改进模型，它和3）的结构基本上相同，唯一不同的就是3）的直流电源电压均相等，而4）则不等。从图1至图3不难看出这几种拓扑的结构的优缺点。 二极管箝位型多电平变换器的优点是便于双向功率流控制，功率因数控制方便。缺点是电容均压较为复杂和困难。在国内外这种拓扑结构的产品已经进入了实用化。 飞跨电容型多电平变换器，由于采用了电容取代箝位二极管，因此，它可以省掉大量的箝位二极管，但是引入了不少电容，对高压系统而言，电容体积大、成本高、封装难。另外这种拓扑结构，输出相同质量波形的时候，开关频率增高，开关损耗增大，效率随之降低。目前，这种拓扑结构还没有达到实用化的地步。 级联型多电平变换器的优点主要是同数量电平的时候，使用二极管数目少于拓扑结构1）；由于采用的是独立的直流电源，不会有电压不平衡的问题。其主要缺点是采用多路的独立直流电源。目前，这种拓扑结构也有实用化的产品。 2 多电平变换器的控制策略 从目前的资料来看，多电平变换器主要有5种控制策略，即阶梯波脉宽调制、特定消谐波PWM、载波PWM、空间矢量PWM、Sigma-delta调制法。 2.1 阶梯波脉宽调制[1][2][3] 阶梯波调制就是用阶梯波来逼近正弦波，是比较直观的方法。典型的阶梯波调制的参考电压和输出电压如图4所示。在阶梯波调制中，可以通过选择每一个电平持续时间的长短，来实现低次谐波的消除。2m＋1次的多电平的阶梯波调制的输出电压波形的傅立叶分析见式(1)及式(2)。消除k次谐波的原理就是使电压系数b k为0。这种方法本质上是对做参考电压的模拟信号作量化的逼近。从图4中不难看出这种调制方法对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以，可以采用低开关频率的大功率器件如GTO来实现；另外这种方法调制比变化范围宽而且算法简单，控制上硬件实现方便。不过这种方法的一个主要缺点就是输出波形的谐波含量高。 图4 九电平阶梯波输出电压波形 v t(t)=b n sin nωt（1） b n=[V cos nα1＋2V cosnα1＋……＋jV cos nαj＋……＋mV cosnαm]（2） 2.2 多电平特定消谐波法[4][5][6] 多电平的特定消谐波法也被称作开关点预制的PWM方法。这种方法是建立在多电平阶梯波调制方法的基础之上的。这种方法的原理就是在阶梯波上通过选择适当的“凹槽” 有选择性地消除特定次谐波，从而达到输出波形质量提高和输出THD减小的目的。这种方法的消谐波和阶梯波的消谐波一样，唯一不同的就是输出电压波形的傅立叶分析后的系数 b n有所不同。现以五电平的特定消谐波的一个输出电压波形(如图5所示)来分析傅立叶分解 第五节正弦稳态电路的功率 设N0为任意线性无源网络（u、i取关联参考方向）。 在正弦稳态情况下，设： （1）p有时为正，有时为负； （2）p>0，一端口吸收功率；p<0，一端口发出功率。 下一页 二、平均功率P 单位：W（瓦） 平均功率又称有功功率：为瞬时功率在一个周期内的平均值。 有功功率代表一端口电阻实际消耗的功率，是瞬时功率的恒定分量。它不仅与电压和电流的有效值的乘积有关，而且与它们之间的相位差有关。这是交流电路和直流电路的区别，其原因在于储能元件在交流电路中产生了阻抗角。 【正文】 1.前言 在电工和无线电技术等领域中存在着许多周期性的正弦、非正弦电压、电流（或信号）。对于非正弦电压、电流（或信号），可利用傅里叶变换，将周期性时间函数分解为许多不同频率和幅值的正弦时间函数之和。然后应用叠加定理对每一频率的正弦时间函数，用相量法计算它们的稳态响应，将所有这些响应叠加起来，就可以得到周期性时间函数激励下的稳态响应。对称的三相非正弦激励下的三相电路，也可以根据叠加定理，先分别计算各谐波电压单独作用时三相电路中的电压、电流谐波，然后叠加求出各电压、电流[1]。 电路的正弦稳态是电路在正弦电压（流）的激励作用下，电路最终所达到的稳定状态。实际上，当电路中的自由响应衰减到可以不计时，便可认为电路进入了稳态。在正弦稳态下，电路中所有电流、电压都依电源的频率按正弦方式变化。按正弦规律变化的物理量称为正弦量。分析正弦电路，就是要找出正弦电路的变化规律，这个规律就是描述正弦电路方程的解。在时域中，描述正弦电路的方程是常系数微分（或积分）方程，它的完全解由两部分组成：一部分是对应齐次方程的通解---这部分解与激励性质无关，它可通过一般解微分方程的方法而求得；另一部分是方程的特解----它取决于激励形式。以正弦电流为例，数学表达式。式中三个量、、为正弦量的三要素。称为正弦电流的振幅（又称最大值或峰值）。它表示正弦电流变化过程中所能达到的最大值。称为正弦电流的角频率，它表达了正弦量的相位角（）随时间变化的速度，或者说表示单位时间增加的相位角。描述交流电变化快慢除用角频率外，还用周期T来描述，周期T是指交流电变化一周所用的时间，即交流电从零开始变到最大，然后逐渐减小到零，接着反方向变到负的最大，最后又回到零所需时间。还可用频率f来描述交流电变化快慢。频率是指1S内交流电重复出现的次数。角频率和正弦量的周期T及频率f的关系为：。称为正弦电流的初相位（又称初相角），它是正弦量在t=0时刻的相角。两个同频率的正弦量之间的相位差与计时起点无关。当两个同频率正弦量的相位差为零时，称这两个正弦量同相；当相位差为180°时，称这两个正弦量为反相；当相位差为正时，称电压U领先电流I，领先角度为?，或称电流?落后电压?，落后角度为?[2]。 研究分析正弦稳态电路的方法为相量法。而相量法则是用复数来表示正弦量的有效值和初相位。运用这一方法使得正弦电流电路的稳态分析成为与线性电阻电路的分析在形式上相同的问题。将相量形式的欧姆定律和基尔霍夫定律应用于电路的相量模型，建立相量形式的电路方程并求解，即可得到电路的正弦稳态响应。在分析时，画出电路中各电压、电流的相量图，往往对分析电路问题会有所帮助。用相量法分析正弦稳态响应的步骤可以归纳如下： (1)画出和时域电路相对应的电路相量模型； (2)建立相量形式的电路方程，求出响应的相量； (3)将求得的相量变换成对应的时域的实函数[3]。 在电能、电信号的传输、处理和应用等技术领域中，有关功率计算问题是电路计算的一个非常重要的方面,因为任何电路都毫无例外地进行着由电源或信号源到负载的功率传输, 在交流电路中，由电源供给负载的电功率有两种：一种是有功功率，一种是无功功率。功率因数是供用电系统的一项重要技术经济指标。在供电系统中，希望是功率因数越大越好，即电路中的视在功率将大部分用来转化成有功功率，以减少无功功率。用电设备在消耗有功功率的同时，还需大量的无功功率由电源送往负荷，功率因数反映的是用电设备在消耗一定的有功功率的同时所需的无功功率。负载功率因数的高低，关系到输配电线路、设备的供电能力，也影响到功率损耗，对于电力系统供电设备的充分利用，有着显著的影响[4]。 提高功率因数常用的方法就是在保证负载功率不变的情况下，采用无功补偿来减小无功功率，从而提高功率因数。在日常生活中，一般的用电设备都是感性的，导致其功率因数都很 第9章 正弦稳态功率和能量 三相电路 一、选择题 1．如图9-1 所示正弦稳态电路中， 则电压源提供的 有功功率为（ ）W 。图9-1 A ．100 B ．20 C ． 0 D ．50 【答案】C 【解析】如图9-1所示电路电流 因此电压源提供的有功功率为 2．如图9-2所示电路中，N 为一线性无源电路。已知 A ，一端口电路N 吸 收的复功率为（ ）V·A 。 图9-2 【答案】D 【解析】令 ，则由题可知流经100 n 电阻的电流 故一端口电路N 吸收的复功率为 3．如图9-3所示正弦稳态电路中，欲使负载 Y L 获得最大功率，则Y L 应，为（ ）S 。 图9-3 【答案】B 【解析】先由电路求得能获最大功率的负载阻抗是（8－j6）Ω，然后再求其倒数。 4．如图9-4所示电路中，感性负载接在U ＝100 V ，f ＝50 Hz 的正弦电源上 I L ＝10A 。现并联电容C 使功率因数提高到 1则总电流可下降到6A ，则电容C ＝（ ）F 图9-4 【答案】C 【解析】 由题意可知感性负载电流、电容电流与总电流构成直角三角形，故可得而所以 5．（多项）正弦稳态电路中，以下关系式（ ）是正确的。 【答案】ABCE 二、填空题 1．如图9-5所示正弦稳态电路中，若 则电路的无功功率Q 等于 ______。 图9-5 【答案】4 2．电扇电动机是一个感性负载，可在其两端并联合适的电容以提高功率1因数，则电度表读数会______。 【答案】不变 三、计算题 1．如图 9-6所示电路，已知 ，求各支路所吸收的复功率，并验证功率 守恒。图9-6 解：用回路法列方程为 联立解得 %%阻抗串并联 Z1=1+j;Z2=2;Z3=-2j;U=10; //明白Z1和Z3是如何得到的？jwl ,-j/wc Zi=Z1+(Z2*Z3)/(Z2+Z3); //电阻的串并联 I=U/Zi; //电流等于电压除以阻抗 I1=Z3/(Z2+Z3)*I; //并联电路中的电流关系 I2=I-I1; //并联电路中的电流关系 disp('I I1 I2') //在MATLAB工作窗口显示I I1 I2这三个量的名字 disp('幅值');disp(abs([I,I1,I2])) //显示“幅值”二字，显示I I1 I2的幅值，掌握abs用法disp('相角');disp(angle([I,I1,I2])*180/pi) //显示“相角”二字，显示I I1 I2的相角，掌握angle 用法 ha=compass([I,I1,I2]); //compass的作用是用来画罗盘图 set(ha,'linewidth',2) //设置罗盘图中I I1 I2线的宽度 %%节点分析法 Z1=1+j;Z2=2;Z3=-2j;U=10; // Un=U/Z1/(1/Z1+1/Z2+1/Z3); //以电感右边为所考虑节点 I=(U-Un)/Z1; //电流等于落在元件两端电压差除以其阻抗 I1=Un/Z2; I2=Un/Z3; disp('I I1 I2') disp('幅值');disp(abs([I,I1,I2])) disp('相角');disp(angle([I,I1,I2])*180/pi) ha=compass([I,I1,I2]); set(ha,'linewidth',2) %%戴维南定理//理解其开路电压，等效电阻 Z1=1+j;Z2=2;Z3=-2j;U=10; Uth=Z2*U/(Z1+Z2); //求开路电压，电容二端开路 Zth=Z1*Z2/(Z1+Z2); //等效电阻等于电流源开路电压源短路时的电阻 I2=Uth/(Zth+Z3); //I2为戴维南等效电路带上负载Z3后的电流 I1=Z3*I2/Z2; //两并联支路电压相等 I=I1+I2; //KCL电流为0 disp('I I1 I2') disp('幅值');disp(abs([I,I1,I2])) disp('相角');disp(angle([I,I1,I2])*180/pi) ha=compass([I,I1,I2]); set(ha,'linewidth',2)三相功率变换器
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