双向DCDC变换器的控制模型

第２５卷第１ｌ期２００５年６月中国电机工程学报

ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｍｅＣＳＥＥ

Ｖｂｌ．２５Ｎｏ．１１Ｊｕｎ．２００５

＠２００５Ｃｌｌｉｎ．Ｓｏｃ．ｆｏｒＥ１ｅｃ．Ｅｎｇ．

文章编号：０２５８—８０１３（２００５）１１．００４６—０４中图分类号：ｒＩＭ４６文献标识码：Ａ学科分类号：４７０?４０

双向ＤＣ．ＤＣ变换器的控制模型

张方华，朱成花，严仰光

（南京航空航天大学自动化学院，江苏省南京市２１００１６）

ＴＨＥＣｏＮＴＲｏＬＬＥＤＭｏＤＥＬｏＦＢＩ．ＤＩＲＥＣＴＩｏＮＡＬＤＣ－ＤＣＣｏＮＶＥＲＴＥＲ

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（Ｎ觚ｊｉｎｇＵｎｉＶｅｒｓｉｔ）ｒｏｆＡｅｒｏｎａｕｔｉｃｓ＆Ａｓｔｒｏｎａｕｔｉｃｓ，Ｎ删ｉｎｇ２１００１６，ＪｉａＩｌｇｓｕＰｍＶｉｎｃｅ，Ｃｌｌｉｎａ）

ＡＢＳＴＲＡＣＴ：７ｎｌｅｃｏｎ心ｏｎｅｄｍｏｄｅｌｉｎⅡｌｅｂｉ—ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌＤＣ．ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓｖａｒｉｅｓａｃｃ蛐ｇｔ０ⅡＩｅｐｏｗｅｒｎｏｗ．Ｔｈｅ

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ＫＥＹＷＯＲＤＳ：Ｐｏｗｅｒｅｌｃｃ打ｏｌＩｉｃｓ；Ｂｉ—ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌｃｏｎｖｅ嗽；Ｃｏｎ订０ｌｌｅｄｍｏｄｅｌ

摘要；双向ＤＣ．ＤＣ变换器在不同的功率流向时，存在不同的控制模型。有学者认为，对于能量双向流动的闭环系统，单电压环补偿不能实现闭环稳定工作，而状态反馈可以实现闭环稳定。该文以Ｂｕｃｋ，Ｂｏｏｓｔ双向ＤＣ－ＤＣ变换器为例构建试验平台，通过双向控制模型的分析，采用Ｐｍ补偿环节的单电压闭环实现了ＢＤＣ系统闭环稳定，并进行了试验验证，试验系统的稳定和良好动态性能说明该文分析正确。

关键词：电力电子；双向变换器；控制模型

１引言

双向ＤＣ—ＤＣ变掳！器（Ｂｉ—ｄｉｒｅｃｔｉｏｎａｌＤＣ—ＤＣＣｏｎｖｅｍｒ，ＢＤＣ）是ＤＣ—ＤＣ变换器的双象限运行，它的输入、输出电压极性不变，输入、输出电流的方向可以改变。ＢＤＣ实现了能量的双向传输，在功能上相当于两个单向ＤＣ—Ｄｃ变换器，是典型的“一机两用”设备。在需要双向能量流动的应用场合可以大幅度减轻系统的体积重量及成本，有重要研究价值。研究热点集中在ＢＤＣ的电路拓扑方面，文献【１—４】研究了几种ＢＤＣ适用拓扑。冀”

电力电子变换器控制模型的深入研究，有助于变换器的优化设计，改善变换器性能。文献【５．７】对变换器的控制模型进行了研究，取得了好的效果。Ｄｃ－ＤＣ变换器为实现稳压输出、优良的动态性能等，需构成闭环反馈控制系统。状态空间平均法是分析开关调节系统的常用方法【８】。单向Ｄｃ．ＤＣ变换器有成熟的控制技术，但在ＢＤＣ中不同功率流向控制模型不同，因此研究ＢＤＣ的控制模型，提出有效的控制方案是研究ＢＤＣ的重要方面。本文以Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ双端分时稳压ＢＤＣ为例，分析ＢＤＣ的控制模型问题。

２ＢＤＣ的控制模型及ＰＩＤ调节器

２．１应用实例

图１为太阳能电池阵系统应用实例【９】。在该系统中，％代表蓄电池，五妇代表太阳能电池。日照区时，太阳能电池提供负载能量，同时多余的能量通过ＢＤＣ给蓄电池充电；日影区时，蓄电池通过ＢＤＣ给负载提供能量。系统工作时维持调节点电压Ｋ不变。在该系统中虚线框内的变换器等效负载在日影区期间表现为耗散型的电阻，而在日照区期间为供电电源，因此其控制模型和常规变换器不同。Ｂｕｃｋ／ＢｏｏｓｔＢＤＣ从控制的角度可以分为Ｂｕｃｋ型ＢＤＣ、Ｂｏｏｓｔ型ＢＤＣ和双端分时稳压Ｂｕｃｋ／ＢｏｏｓｔＢＤＣ三种情况。

图ｌ太阳能电池系统中的ＢＤＣ

ｎｇ．１ＴｈｅＢＤＣｉｎｔｈｅｓｏｌａｒｃ枷ｓｙｓｔ哪

万方数据

第１１期张方华等：双向Ｄｃ．Ｄｃ变换器的控制模型

４７

２．２

Ｂｕｃｋ型ＢＤＣ的控制模型

图２为Ｂｕｃｋ型ＢＤＣ的等效电路。Ｒｅｑ为等效

负载，既代表耗散型的负载，也代表可提供功率的电源。

图２

Ｂｕｃｋ型ＢＤＣ等效电路

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ｅｑｌｌｉＶｍ蛆ｔｄｒｃｌｌｉｔｏｆＢｕｃｋｔｙｐｅＢＤＣ

设图２中Ｓ２的占空比为Ｄ，由文献［８】可得Ｂｕｃｋ变换器的控制模型

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设系统参数为：Ⅵ＝３０～６０Ｖ，Ｋ＝２４Ｖ，尺＝２．４

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２电路为常规的Ｂｕｃｋ型变换器。若无补偿环节时，其控制到输出的开环传递函数Ｂｏｄｅ图如图３（ａ）虚

线所示。能量由Ｋ流向Ⅵ时，氏相当于负电阻。此时由控制到输出的传递函数（无补偿环节）中如＝

一２．４Ｑ，系统开环传递函数出现两个右半平面极点，图３（ａ）实线为其对应Ｂｏｄｅ图。两种情况下的幅频特性曲线相同，而相频特性曲线对称于Ｏｏ线。对于常规Ｂｕｃｋ变换器，通过比例（Ｐ）、比例积分（ＰＩ）、

比例积分微分（ＰＤ）等补偿环节校正均可使系统

具有一定的幅值和相角裕度。但负阻抗型负载的Ｂｕｃｋ变换器具有两个右半平面极点，其相频特性曲线在谐振频率之后趋近于１８００线，经Ｐ或ＰＩ环节的补偿不能使闭环系统稳定。与文献［１】通过时域分析方法所得结论一致。

由Ｎｙｑｕｉｓｔ稳定判据，系统正穿越兀，２线一次可以实现具有两个右半平面极点的系统稳定。微分（Ｄ）环节可以对系统有７【／４的相位补偿，因此采用

ＰＤ补偿环节有可能实现该ＢＤＣ系统的闭环稳定。

本节采用图４所示的ＰＤ补偿环节，通过合理设计ＰＤ参数（Ｒｌ＿１０ｋＱ，Ｃ１＝４７ＩｌＦ，飓＝３０ｋＱ，Ｃ２＝３３ｎＦ，

Ｒ３＝２２０Ｑ），可以得到如图３（ｂ）所示的由控制到输出的Ｂｏｄｅ图（虚线对应耗散型负载情况，实线对应源性负载情况）。两种负载情况下开环截止频率都为

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（ａ）无补偿环节

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（ｂ）有ＰⅢ补偿环节（如图４所示）

图３Ｂ眦ｋ型ＢＤｃ在不同功率流向时

由控制到输出Ｂｏｄｅ图

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图４Ｐ如Ｄ电压调节器电路

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１．２８ｋＨｚ。耗散型负载下系统相位裕度为６４０，源性负载时系统相位裕度为５１０。系统具有好的稳定性。

２．３

Ｂｏｏｓｔ型ＢＤＣ的控制模型

在图２所示电路Ⅵ侧稳压时，为Ｂｏｏｓｔ型ＢＤＣ。

设图２中Ｓ２的占空比为Ｄ，由文献【８】可得Ｂｏｏｓｔ变换器的控制模型

系统功率级有一个右半平面零点，图５（ａ）为Ｂｏｏｓｔ型ＢＤｃ的Ｂｏｄｅ图（虚线对应耗散型负载情况，实线对应源性负载情况）。系统参数为：Ｋ＝

２０～３０Ｖ，Ⅵ＝４８Ｖ，尺＝１０Ｑ，上；１６０ＵＨ，Ｃ兰２０００¨Ｆ。

由图可见，只有通过微分（Ｄ）环节补偿才能使系统稳

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万方数据

４８中国电机工程学报第２５卷定（单闭环）。仍采用图４所示的ＰＤ补偿环节（参

数为：月ｌ＝１０ｋＱ，Ｃｌ＝４７１１Ｆ，恐＝５０ｌＱ，Ｑ＝２ＣｈｌＦ，

Ｒ３＝３３Ｑ），图５（ｂ）为ＰＤ环节补偿后由控制到输出

Ｂｏｄｅ图（虚线对应耗散型负载情况，实线对应源性

负载情况）。经ＰＤ环节补偿后系统稳定，系统开

环截止频率为１．１５ｋＨｚ，两种情况相位裕度都是

４７０，系统具有好的稳定性。

２．４ＢｕｃＩ（／Ｂｏｏｓｔ双端分时稳压ＢＤＣ的控制模型

在双端分时稳压情况下，要求设计的ＰＤ调节

器能对两个方向的ＢＤＣ进行稳定调节。由上面两

种类型的ＢＤＣ的控制模型分析可知，采用同一个

ＰＤ调节器，可以实现Ｂｕｃｋ型ＢＤＣ和Ｂｏｏｓｔ型ＢＤＣ

闭环稳定工作。对于本节分析的双端分时稳压的

ＢＤＣ系统，采用同样的ＰＤ环节（参数为：Ｒｌ＝ｌｏｋＱ，

Ｇ卅７１１Ｆ，岛＝２０ｌ国，Ｑ＝３３ＩｌＦ，飓＝２７０Ｑ）补偿后

的系统Ｂｏｄｅ见图６，图中虚线为Ｂｕｃｋ型ＢＤＣ的

情况（相频特性曲线中上面两条为源性负载情况，

下面的两条为耗散性负载情况），实线为Ｂｏｏｓｔ型

ＢＤＣ的情况。Ｂｕｃｋ型ＢＤＣ由控制到输出的开环截

止频率为１０．２ｋＨｚ，耗散负载和源性负载情况下的

相角裕量都为４８０；Ｂｏｏｓｔ型ＢＤｃ由控制到输出的

开环截止频率为５．９９ｋＨｚ，耗散负载和源性负载情

况下的相角裕量均为５００，幅值裕量均为１５．３ｄＢ。

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（ａ）无补偿环节

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～～～～一ｊ（ｂ）有ＰＤ补偿环节（如图４所示）

图５Ｂ∞ｓｔ型ＢＤｃ在不同功率流向时由

控制到输出Ｂ０ｄｅ图

Ｆｉｇ．５ＴｈｅＢｏｄｅｐｌｏｔｓｏｆＢｏ蛸ｔ坶ｐｅＢＤＣｗｉｔｈ

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圈６Ｂｕｃｋ型和Ｂ∞ｓｔ型ＢＤＣ经同一咖环节补偿后

由控制到输出的Ｂｏｄｅ图

ｌ强ｇ．６ｒ１１ｌｅＢｏｄｅｐｌｏｔｓｏｆＢｕｃｋｔｙｐｅＢＤＣａｎｄＢｏｏｓｔｔｙｐｅＢＤＣｗｉｍｔｈｅｓ锄ｅ咖ｖｏＩｔａ妒ｃ蚰ｔｒ加ｅｒ

３试验验证

３．１控制电路

本文研究的ＢＤｃ样机的规格要求为：①根据功率流向自动选择稳压输出端；②低压侧：１５—３０Ｖ（额定２４Ｖ），高压侧电压：３０～６０Ｖ（额定４８Ｖ）；

③输出功率３００Ｗ。要求根据功率流的方向确定输出电压的稳压侧，即：能量由Ｋ流向Ｋ（参考图１）时，％侧稳压输出，控制模型为式（１）；能量由Ｋ流向Ｋ时，Ｋ侧稳压输出，控制模型为式（２）。两种情况的负载都是耗散型电阻。设计控制电路框图如图７所示。

该控制电路利用一个电压调节器和一套驱动电路实现了Ｂｕｃｋ／ＢｏｏｓｔＢＤＣ两端稳压，并可根据能量流动的方向，自动选择稳压端（Ｋ或Ｋ）。相对文献【１０】采用两套控制器和驱动电路的设计节省了一套控制器。

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图７Ｂｕｃｋｍｏ惦ｔＢＤＣ控制和驱动系统框图

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万方数据

第１ｌ期张方华等：双向Ｄｃ—Ｄｃ变换器的控制模型４９

３．２试验验证

采用电感电流过零的方案【ｌ】和上面分析的ＰＤ

控制器参数，构造试验样机。

（１）系统稳定性试验

图８（ａ）为样机在ＰＤ调节器下的Ｂｏｏｓｔ侧（４８Ｖ）

的输出电压波形（耦合交流）。图８（ｂ）为采用ＰＩ调

节器获得同样的开环截止频率时的４８Ｖ侧输出电压

波形（耦合交流），输出电压出现了振荡。说明单闭

环ＰＤ调节器实现双向闭环稳定的分析正确。

（ａ）采用ＰＤ调节器（ｂ）采用ＰＩ调节器

图８采用ＰＩ调节器和咖调节器

在同样开环截止频率下的输出电压和ｙ如电压波形

ｎｇ．８Ｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａ髀粕ｄ％ｓ２ｏｆｍｅＢＤＣａｔｔｈｅ

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（２）系统动态性能

图９（ａ）、（ｂ）为Ｂｏｏｓｔ侧４８Ｖ稳压输出时的突加

载（从Ｏ．５Ａ到６Ａ）和突卸载（从６Ａ到０．５Ａ）试验波形。

（ｃ）、（ｄ）为Ｂｕｃｋ侧（２４Ｖ）稳压输出时的突加载（从Ｏ．５Ａ

到１２Ａ）和突卸载（从１２Ａ到０．５Ａ）试验波形。４８Ｖ侧

响应速度为１．７５ｍｓ，２４ｖ侧的响应速度为０．６ｍｓ，

系统有快速的瞬态响应特性。

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（ａ）Ｂ００ｓｔ突加载（从０．５Ａ到６Ａ）（ｂ）Ｂ００ｓｔ突卸载（从６Ａ到０．５Ａ）

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（ｃ）Ｂｕｃｋ哭加载（从５Ａ到１２Ａ）（ｄ）Ｂｕｃｋ哭卸载（从１２Ａ到Ｏ．５Ａ）

图９备份模式原理波形

Ｆｉｇ．９Ｔｈｅｄｙｎ锄ｉｃｎｓｐｏ嬲ｅｗａｖｅｆｏ珊ｓｏｆｔｈｅｐｍｔ０切ｐｅ４结论

双向ＤＣ—ＤＣ变换器在不同的功率流向时，存在不同的控制模型，其电压调节器需要考虑两个能量流动方向的因素。本文以Ｂｕｃｋ／Ｂｏｏｓｔ双向ＤＣ—ＤＣ变换器为例构建试验平台，通过双向控制模型的分析，认为单闭环调节器应采取ＰＤ或其它的有７【，２相位补偿的调节器。试验系统的稳定和良好动态性能说明本文分析正确。

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ＳｌｌｎＣｈｉ，Ｂｉｚｅｎｇｊ吐，ｗｄＧ咖ｇｈｕｉ．Ｍ０ｄｅｌ讪坞ａｎｄｓｉＩｎｕｌ撕ｏｎｏｆａｔｈｌ．ｅｅ—ｐｈａｓｅｆｏ叶ｌｅｇｉｎｖｅｎｅｒｂ船甜ｏｎａｎｏｖｅｌｄｅｃ伽ｐｌｅｄｃｏｎｎＤｌｔｅｃｈｎｉｑｕｅ【Ｊ】．ＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆｔｈｅＣＳＥＥ，２００４，２４（１）：１２４—１３０．

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ｃ删蜘１ｗｉ血ｍ扣【ｉｍｕｍｃｕｎ锄ｔｃｏｎｄｕｃｄｏｎｃｏｎ廿０ｌ∞Ｐ）ｆｏｒｓｐ∞ｅａｐｐｌｉｃａｌｉｏｎ【Ｃ】．Ｐｒｏｃ．ｏｆＰＥＳＣ’８６，Ｎ甜１ｅｄａｎｄｓ．１９８６：６８舡６９５．

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收稿日期：２００中１１—０８。

作者简介：

张方华（１９７６一），男，博士，讲师，研究方向为功率电子变换技术；

朱成花（１９７６一），女，博士研究生，研究方向为功率电子变换技术；

严仰光（１９３５一），男，教授，博士生导师，研究领域为航空电源系统。

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万方数据