部分有源PFC技术的理论分析与实验研究

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1 引言

在谐波污染越来越严重的今天，如何提高电网的供电质量，已经逐渐成为人们关注和研究的热点。为了抑制网侧的谐波电流污染，大多数设备的前级都采用了传统的boost型有源功率因数校正器，使得功率因数接近为1。这种有源功率因数校正器一般采用完全有源pfc校正技术，即功率开关在一个电源周期中始终处于开关状态，始终承受着较高的电压、电流和热应力，这就带来了大量的开关损耗、导通损耗，限制了效率的提高。对于变频家电行业中的变频空调而言，正在朝着单相供电大功率化方向发展，单个pfc单元的功率等级也在不断扩大，甚至高达6.0kw以上，在这种情况下采用完全有源pfc控制技术，器件的发热问题就变得非常严重，因此设计既具有高功率因数校正效果同时又具有高效率的功率因数校正装置就成为人们进一步研究的主题。部分有源pfc技术正是基于这一本景而被提出的。

部分有源pfc技术是综合了完全有源pfc技术和无源pfc技术的一种新型的功率因数校正技术。采用部分有源pfc 技术能够将功率器件在一个电源周期中的斩波时间减少为原来的三分之二，从而可以减少三分之一的功率器件开关损耗和导通损耗，既带来了效率的显著提高又解决了大功率情况下功率器件发热严重的问题。这一技术目前在变频家用电器等行业已经得到了广泛和成熟的应用。

本文在分析了部分有源pfc技术原理的基础上，探讨了部分有源pfc技术效率提高的原因，并进行了部分有源pfc 电路的具体实验研究，验证了上述分析的正确性。

2 部分有源pfc技术的工作原理

2.1 部分有源pfc技术的提出

部分有源pfc技术是结合有源pfc技术和无源pfc技术特点而提出的一种综合了两种pfc优点的新颖的pfc技术[2]。有源pfc技术也称完全有源pfc技术，是一种完全强迫整流技术，即在整个电源周期内功率开关始终都处在开关状

态。采用完全pfc技术能够很好的改善输入电流的波形，带来功率因数的显著提高，同时采用完全有源pfc技术能够在得到大大高于电源峰值电压的直流输出电压；但是这种控制技术同时又造成了整个电源周期内功率器件较大的开关损耗和导通损耗，在大功率情况下，器件的发热和损耗犹为严重，严重的降低了器件的使用寿命和限制了系统效率的提高。

无源pfc技术其实质是一种自然整流技术。与完全有源pfc技术相比较，其得到的输入电流波形较差，也不能带来功率因数的显著提高，另外采用无源pfc技术得到的直流电压低于电源峰值电压，而且还会随着负载的增加而降低；但是该技术的显著优点在于不会带来功率器件的开关损耗和导通损耗，因此不会造成器件的发热和系统效率降低等问题。

部分有源pfc技术正是基于上述分析，综合了两种pfc控制技术的优点而被提出的。在整个电源周期内电路具有两种工作模式：无源pfc工作模式(自然整流状态)和完全有源pfc工作模式(强迫整流状态)。

2.2 部分有源pfc的控制策略

部分有源pfc控制策略主要有双脉冲方案、半周期脉冲控制方案及双端脉冲控制方案等。

图1所示为双脉冲控制方案的脉冲发送规律图。在输入电源周期的每1/4时间内，给功率开关管发送两个特殊脉冲，脉冲的发送时刻及脉冲宽度根据负载的功率的大小而定。该方案的效率最高，但是功率因数校正效果较差。

图1 双脉冲控制方案

图2所示为半周期脉冲控制方案的脉冲发送规律图。在输入电源周期的每半个周期内，有一半的时间给功率开关管发送合适的脉冲，对输入电流进行斩波控制，另一半时间将开关管关闭，电路处于自然整流状态。该方案的校正效果好于双端脉冲控制方案，但是校正效果也不是很好。

图2 半周期脉冲控制方案

图3中所示为双端脉冲脉冲控制方案的脉冲发送规律图。在输入电源的每半个周期内，在输入电压幅值较低的两端控制功率开关管对输入电流进行斩波，而在输入电压幅值较高的中间位置将开关管关闭，进行自然整流。该方案在上述三种控制方案中的校正效果是最好，也是目前部分有源pfc技术应用最为广泛的控制策略。

图3 双端脉冲控制方案

与完全有源pfc一样，部分有源pfc技术在输入电压较低的区间，pwm脉冲的占空比较高，在输入电压较高的区间，pwm脉冲的占空比较低。鉴于部分pfc技术存在自然整流过程，因此它属于降压型pfc。鉴于升压电感量较大，在输入电压过零点附近即使占空比很高，电流也很难上升起来，因此在实际应用中并不设置pwm斩波。这样经过仔细分析，对于不同的pwm模式，输入电压半周期内的部分pfc的工作模式为自然整流-强迫整流-自然整流-强迫整流-自然整流，升压电感的电流模式为①零电流-ccm-续流(或不出现)-自然整流-续流-ccm-续流-零电流，上述情况决定于电感量的大小和pwm模式。

2.3 部分有源pfc的效率分析

下面结合传统有源pfc技术，定性分析部分有源pfc技术效率提高的原因。

传统有源pfc电路的脉冲控制规律如图4所示。采用该控制方案的功率开关管在整个电源周期内都处于斩波状态，因此功率开关管始终都有开关损耗和导通损耗。

图4 完全有源pfc电路的脉冲控制规律

比较图3和图4可知，当开关频率相同，在0～θ1和θ2～π时间内完全有源pfc电路和部分有源pfc的损耗情况基本相同，所不同的是在θ1～θ2时间内二者的损耗情况不同。采用部分pfc技术电路中的功率开关igbt在θ1～θ2时间内处于不斩波的关断状态，因此没有开关损耗和导通损耗，因此与完全pfc电路相比，降低了三分之一的开关损耗和导通损耗，减少了器件发热，增加了器件的使用寿命，提高了整个系统的效率。同时也使得功率器件在一个周期内承受的电流应力减少为原来的2/3，使得器件的成本也有下浮的空间。在小功率应用场合，这种优势似乎微乎其微，但是在大功率应用场合，就会显得尤为明显。

采用部分有源pfc既能很好的改善输入电流的波形，带来功率因数的显著提高，同时又能降低完全有源pfc控制技术造成的过高的开关损耗和导通损耗。其功率校正效果介于无源pfc和完全有源pfc之间，输入功率因数同样可以做到0.99，输入电流各次谐波含量能够满足标准iec61000-3-2[1，2，3]。而且在较大功率的应用场合中，部分有源pf c电路的效率将大大高于完全有源pfc电路。

3 部分有源pfc电路的实验研究

3.1 电路拓扑的建立

部分有源pfc电路可以采用所有的完全有源功率因数校正拓扑，只是按照图3所示的脉冲的控制策略发送脉冲。在

所有有源功率因数校正拓扑中，无桥拓扑是一种高效率的拓扑，因此基于无桥拓扑建立了本实验的平台。整个系统电路包括功率电路和控制电路两大部分。其中功率电路如图5所示，以无桥智能模块fpdb50ph60为核心，由滤波电感l1、l2以及滤波电容c19、c21和电解电容组e5 组成，与传统有源pfc电路相比，电路所用元器件的数目大大减少。

图5 无桥部分pfc功率电路

智能功率模块fpdb50ph60内部集成了两个整流二极管，两个快恢复二极管，两个600v/50a的igbt(开关频率可达20khz)，上述功率器件在模块内部构成一个无桥拓扑，内部检流电阻rs上的检测电流信号由模块的21脚输出，经

放大器u3b进行放大后，送入模块的8脚，用于模块的过流保护；当出现过流或者欠电压故障时，模块的6脚会给出一个低电平的故障信号，通知外部控制器封锁igbt的脉冲信号，故障低电平的时间通过模块7脚的电容c18可以进行调节。模块的19脚和20脚接模块内部的ntc电阻，与比较器u2b及其外围电阻、电容组成一个温度保护电路，当模块温度超过设定值时，比较器输出低电平，通知外部控制器封锁igbt的脉冲信号，实现模块的过温保护。

控制电路包括输入电压过零点检测电路(图6)、电感电流检测电路(图7)和单片机控制电路(图8)三部分。输入电压过零点检测电路输出一个与输入交流电压频率相同的脉冲信号，该脉冲信号送入单片机的外部中断口，脉冲的上升沿和下降沿均对应输入电压过零点。电感电流经图5中的一级运放放大处理后，再经过图11的二级运放和两级rc 滤波器滤波后，送入单片机的ad口。单片机根据输入电压过零点信息和电感电流有效值的大小控制电路的工作模式，输出按照一定规律变化的pwm脉冲。整个电路属于单电源热地系统，+5v控制电源和+15v 驱动电源与直流回路电压共地。

图6 输入电压过零点检测电路

图7 电感电流检测电路

图8 无桥部分pfc控制电路

3.2 无桥部分有源pfc的试验结果

设计电路的输出功率为3.5kw，控制器采用st的8位单片机st7mc1k2，主频16mhz，交流电网输入电压范围为1 60v～264v，期望效率不低于95%，功率因数不低于0.95，采用部分有源pfc控制策略时候，输出直流电压不低于290v。实验升压电感采用5.5mh，直流侧电解电容选用三个470μf/400v电解电容并联。

从轻载到重载3.5kw整个功率范围内分别测试了θ1=π/3时对应的实验情况，实验结果表明不同电流情况下的各次谐波含量均能满足iec61000-3-2标准。部分有源pfc的双端脉冲发送规律图如图9所示；给出两个输入电压和输入电流波形合影如图10和图11所示。

图9 部分pfc电路的脉冲发送规律

图10 输入电压和输入电流波形(11.91a)

图11 输入电压和输入电流波形(14.88a)

不同电流情况下的输入电流、输出电压和功率因数和谐波情况分别如表1和表2所示。

3.3 无桥部分有源pfc的试验分析和总结

由实验结果得知，在整个功率范围内，采用无桥拓扑的部分pfc都能获得良好的校正效果和较高的功率因数。所以在直流侧电压要求不是很高的情况下，可以考虑采用部分有源pfc电路。

为了适应不同的国家电网标准，设计适应电网频率为60hz时部分pfc。硬件电路不变，限于频率的改变，个别电路比如电流检测电路输出的信号需要调整，需要修改pwm模式，控制电路不变。同样获得了非常满意的实验效果。具体实现部分pfc还考虑到了以下一些因素：

(1) 鉴于轻载下谐波电流含量很容易通过iec61000-3-2标准，因此输出功率增加使得输入电流有效值大于3.0a以上时才启动部分pfc，否则处于完全自然整流状态；而当负载降低低于2～1.5a以下时结束部分pfc，目的在于提高轻载下的系统效率；

(2) 部分pfc总体上是一种buck型变换器，其实更是一种输入电压跟随式pfc，当输入电压大小变化时，最大输出直流电压相应下降，带载能力相应下降。实验中当供电电压设置为150v时，同样电阻阻值时，最大输出功率仅为2.14kw，此时直流电压的平均值为189v；实验中当供电电压设置为238v时，最大输出功率高达4.90kw，此时直流电压的平均值为320v；

(3) 在部分pfc中，输出直流电压属于开环控制，可以完全根据负载大小或输入电流大小来确定最终的pwm模式，

与输入电压高低无关。具体设计时，可以根据负载轻重设计几个pwm占空比表格，负载进入哪一个区间就选择相应的一个表格，理论上表格分得越细越好；

(4) 实验时发现，θ1越大功率因数校正效果越好，潜在输出的直流电压平均值越高。另外，鉴于使用的电感感值较大，电感续流作用较强，可以设计使用新型的不对称部分pfc方案，即交流电压峰值之前pfc作用时间适当增加，交流电压峰值之后pfc作用时间适当降低，效果也非常好，特别适应重负载下应用；

(5) 直流电解电容的选择可以参考完全有源pfc的选择标准，相比无源pfc时的容量大大下降，而且工作电压可以降到400v以内，当然容值越大直流电压的纹波峰峰值越小；

(6) 部分pfc与完全pfc的临界在于输出电压的平均值是否高于输入电压的幅值，严格来说，是否高于输入电压的幅值与线路压降之和。自然整流区间电感电流是续流还是整流，决定于该区间输入电压瞬时值是否高于直流回路电压的瞬时值。在刚刚进入中间的自然整流区间，电感电流不一定立即进入自然整流状态，如果电感储能较高，会出现一段时间的续流过程，然后才过渡到完全的自然整流状态。在即将退出自然整流区间的一段区间，也有可能处于续流过程。具体情况比较复杂。

(7) 电感容量与pwm模式关系很大，与决定着成本和体积，其感值大小选择一定要兼顾以下两个重要因素：

●轻负载下输入电流波形差需要适当增加电感量；

●重载下由于感值过大会影响电流的响应快速性和被迫增加pwm占空比而增加开关损耗。电感的抑制噪声设计也非常重要。开关频率调制设计可能会引入低频调制噪声，硅钢电感需要增加抑制噪音措施。

(8) 部分pfc pwm占空比变化规律如下：

●在整个正弦半波内，占空比大体按照正弦半波的倒数规律变化，注意过零点附近可能会出现奇异，类似常规pfc；

●前半波由始至终pwm脉冲占空比由大到小变化，而后半波由始至终pwm脉冲占空比由小到大变化；

●总体上，相对于输入电压峰值线左右对称位置处，前半波pwm脉冲占空比大于后半波pwm脉冲的占空比；

●负荷较轻时，前半波pwm脉冲占空比较小，后半波pwm脉冲的占空比较大；

●负荷较重时，前半波pwm脉冲占空比较大，后半波pwm脉冲的占空比较小；

●网侧电流大时需要电解电容的容值增加，电感量可以适当降低，否则效果很难调整，容值与负荷成正比例。

出现以上情况主要原因在于电感感值过大，重载时影响尤其明显，完全有源pfc也有这种情况，只不过效果不是特别明显，原因在于在后半波电感储能在逐渐释放，需要占空比相应下降；

(9) 鉴于电感串联在整流桥前，无桥部分pfc功能类似串联补偿pfc方案，传统pfc在frd前端来看也类似串联补偿pfc方案；单电感方案可能造成网侧电流的对称度下降和直流电压的纹波不对称，双电感或耦合的差模电感方案的对称度较高；

(10) 无桥部分pfc电路的共模传导需要略加注意，但是应该很容易解决；无桥部分pfc电路采用的调制策略类似开关频率调制感念，对高频emi的抑制较好，但是会使5.5mh发出低频可听噪音；

(11) 鉴于无桥pfc电路的共模传导emi比传统pfc严重，可以采取部分pfc方案，开关频率调制方案，或在电路前端增加简单的电路进行抑制，减少功率器件的dv/dt有助于减低共模干扰强度。对于大功率应用场合，推荐采用电流连续导通模式；

(12) 负载功率使得单相电流有效值处于(0，16a]范围内，应该适用谐波电流标准iec61000-3-2。负载功率增加使得单相电流有效值处于(16a，75a]范围内，应该适用另一个谐波电流标准iec61000-3-12；

(13) 由于功率因数校正的目的在于提高电网利用率(提高功率因数)、降低损耗(电流有效值下降接近最小)、提高输出电压质量(输出直流电压纹波峰峰值下降，平均值升高)、不同的电路元件参数等等，更重要的一点是满足谐波电流标准，因此部分pfc的igbt pwm占空比的解必定有多解。部分pfc的一个难点在于需要控制好pfc与自然整流的过渡过程，使电感电流平滑过渡，使整个波形符合正弦波变化趋势，并满足谐波电流标准。从理论上讲，对于单相pfc电路，一旦输入电流达到较高的正弦度，直流电压就会获得一个很好的质量，因此对直流电压得调节可以采用开环控制。

(14) 由于各国电网采用的频率有50hz和60hz两种，部分pfc同样适用两种电网频率。对于60hz而言，在相同条件下，由于电感的基频感抗和高频感抗比50hz时增加20%，因此输出直流电压的平均值有下降的趋势，需要进一步修改pwm模式，或者将电感量降低20%，电解电容的总容量可以降低16.6%。

4 结束语

本文提出了一种结合有源pfc技术和无源pfc技术的buck型部分有源pfc技术，其特点是：采用双端脉冲控制策略，在交流侧采用较大感值的硅钢电感，在输入交流电压峰值前后p/3或其它电角度内不斩波，利用自然整流进行电感续流，而在其他区间进行相应的有源pfc斩波。在理论分析与实验测试表明该方案可以使得各种负载下交流输入侧的各次谐波电流均满足iec61000-3-2标准，中等负载下输入功率因数高达0.99，比同等输出功率情况下完全pfc 供电的变频空调系统效率高出2~3％，高达98%，轻载下输出直流平均电压接近电网电压幅值，重载下输出直流平均电压不低于电网电压幅值40v，能够满足现在变频空调系统中后级逆变器的要求。该方案适用于输出电压要求为buck型、功率较高、对emi要求较高的pfc应用场合，尤其适用于大功率的pfc应用场合，具有很好的应用前景。作者简介