一种基于 PWM的直流电机驱动电路设计

一种基于PWM 的直流电机驱动电路设计 蒋送君1，赵明明2，王彪3

南京航空航天大学自动化学院，南京（210016）

E-mail :jsj18504@https://www.360docs.net/doc/1316450160.html,

摘 要：本文介绍了一种基于PWM (Pulse Width Modulation)信号、采用H 型全桥对直流电机进行调压调速的驱动电路。由AT89C52单片机产生的PWM 信号，经光耦隔离、放大后，送给集成驱动芯片IR2111，然后驱动由功率MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)组成的H 桥，控制直流电机的转速和转向。本文还采用简单模拟电路为驱动电路设计了一种巧妙的过流保护方案。本文所设计的驱动电路已运用到实际的直流电机控制系统中，实践证明该电路运行稳定，具有良好的实用价值。

关键词：脉冲宽度调制 H 桥驱动电路 过流保护

中图分类号：TM1

1．引言

随着全控型第二代电力半导体器件(GTR 、GTO 、MOSFET 、IGBT 等)的发展，脉冲宽度调制（PWM ）技术与开关功率电路成为功率应用中的主流技术；长期以来，直流电机以其良好的线性特性、优异的控制性能、成本低等特点成为大多数变速运动控制系统和闭环位置伺服控制系统的最佳选择[1]。因此，基于PWM 的直流电机调速技术在现代电气传动系统中被广泛应用。

本文所设计的驱动电路应用于某精确达位电动转台的控制系统中。在该系统中，单片机输出PWM 信号，该信号经光耦隔离后，驱动由功率MOSFET 组成的H 桥，从而实现对直流电机的调压调速；另一方面，角位传感器测量的实时角位信息反馈到单片机，采用仿人控制算法调节电机转速，从而实现转台位置闭环伺服控制。

2．直流PWM 调速基本原理

直流电机PWM 调速的基本原理图如图1。可控开关S 以固定的周期重复地接通和断开，当开关S 接通时，直流供电电源U 通过开关S 施加到直流电机两端，电机在电源作用下转动，同时电机电枢电感储存能量；当开关S 断开时，供电电源停止向电动机提供能量，但此时电枢电感所储存的能量将通过续流二极管VD 使电机电枢电流继续维持，电枢电流仍然产生电磁转矩使得电机继续旋转。开关S 重复动作时，在电机电枢两端就形成了一系列的电压脉冲波形，如图2所示[1]。

电枢电压平均值的理论计算式为:

U av on t U U =αU T

av （1） 其中：α为占空比，即导通时间与脉冲周期之比。

由式（1）可知，平均电压由占空比及电源电压决定，保持开关频率恒定，改变占空比能够相应地改变平均电压，从而实现了直流电动机的调压调速。

a i 图1 简单直流PWM 控制电路 图2 电压及电流波形 Fig1 Simple DC PWM control circuit Fig2 V oltage and current waveforms 3.直流H 桥PWM 控制电路 直流电机驱动中使用最广泛的就是H 型全桥驱动电路，如图3所示。 图3 可逆直流PWM 控制中的H 桥电路 Fig3 H-bridge circuit of reversible DC PWM control 3.1 H 桥工作原理 当开关Q 1与Q 4闭合时，负载电流从电源由A 流向B ，此时负载端A 点相对于B 点是正电位，电机两端承受正向电压。开关Q 1与Q 4由控制逻辑来同步工作，在开关Q 1与Q 4闭合期间，控制逻辑使另一对开关Q 2与Q 3处于断开状态。反之，当开关Q 2与Q 3闭合时，开关Q 1与Q 4断开，此时，负载电流从电源U 由B 流向A ，负载端B 点相对于A 点是正电位，电机两端承受反向电压。通过调节PWM 信号的占空比就可改变电机电枢两端的平均电a U

压，从而控制电机的转速或方向[4]。当PWM信号占空比α>50%时，电枢两端电压平均值为正，电机正向转动；当α<50%时，电枢两端电压平均值为负，电机反向转动；当α=50%时，电机电枢电压平均值为0，电机停转，但此时电枢两端电压的瞬时值并不为0，而是幅值接近直流电源电压U的方波。

与功率开关并联的二极管为快恢复二极管，作为续流二极管使用。当Q1、Q4的PWM 信号变为低电平后，功率管Q1、Q4关断而Q2、Q3饱和导通。电枢两端所加电压为-U，此时，电枢电流方向不能立刻改变，必须通过二极管VD2、VD3续流。同理，当Q2、Q3的PWM 信号变为低电平后，电机通过二极管VD1、VD4续流。

3.2 H桥器件选择

本系统中，选择功率MOSFET作为开关器件。功率MOSFET是压控元件，具有输入阻抗大、开关速度快、无二次击穿现象等特点[2]。此处，选取N沟道的功率MOSFET IRF530作为开关器件（自带续流二极管）。Rs为过流采样电阻，当流过主回路的电流增加时，采样电阻两端电压随之增加，过流保护电路检测该电压达到某定值时，便会对驱动电路实行过流保护。R1和C1则组成放电回路，消耗电机电感中存储的能量。其中，R1要用阻值在千欧级、功率在5W以上的水泥电阻，阻值的具体大小要在不同的电路应用中调整确定。

3.3 工作频率选择

要使电路稳定的工作，需要合适地选择PWM的频率。如果频率选择过低，输出到电机两端电压的低频纹波较大，会对电机的平稳运行造成影响，而且低频的PWM信号会使直流电机在运行的过程中产生很大的噪音，极大影响转台操作人员的工作环境；如果频率选择过高，由于光耦、IR2111、MOSFET等器件的开关特性的限制，不可能输出较为理想的方波，这将会使输出的PWM波形发生畸变，无法有效的控制直流电机的运转。经过多次实践表明，此电路的PWM工作频率选择20KHz为宜。此频率在超声波频段范围内，可以消除电机在工作过程中的噪音。

4．IR2111驱动电路

该电路中，采用MOSFET和IGBT专用集成驱动芯片IR2111对IRF530进行栅极驱动。IR2111内置自举工作单元，栅极驱动电压范围宽，单通道施密特逻辑输入，输入与TTL和CMOS电平兼容，高端输出与输入同相，低端输出经死区时间调整后与输入反向，可同时驱动同一桥臂上的两只功率MOSFET[3]。

4.1 自举原理

IR2111的悬浮自举技术是指，不管功率开关器件源极电压多少，通过自举电容和自举二极管的工作，总能保证待驱动功率器件的栅极与源极之间的电压为10~20V，即能驱动该功率器件正常工作。IR2111内置的自举工作单元本质上是电荷泵电路，电荷泵电路

的简单自举原理介绍如下。

图4 自举原理

Fig4 Bootstrap principle

如图4所示，电容C 的a 端通过二极管D 接V cc ，电容C 的b 端接幅值V in 的方波。当b 点电位为0时，D 导通，V cc 开始对电容C 充电，直到节点a 的电位达到V cc (假设二极管D 为理想二极管)；当b 点电位上升至高电平V in 时，因为电容两端电压不能突变，此时a 点电位上升为V cc +V in 。所以，a 点的电压就是一个方波，最大值是V cc +V in ，最小值是V cc 。可见，输出端电压平均值将高于V cc ，其波形跟随输入波形的变化而变化，但始终与输入维持一个稳定的差值，实现了自举。

4.2 IR2111外围电路及器件选择

IR2111外围电路如下图5所示。单片机输出的PWM 信号经光耦PC817后，输出至IR2111输入端，此处的光耦对PWM 信号起到隔离、电平转换和功率放大的作用。图5中，R 1、R 2为光耦上拉电阻，其值根据所用光耦的输入和输出的电流参数决定；C 1为电源滤波电容，C 2为自举电容，D 1为自举二极管，R 3、R 4为栅极驱动电阻。

图5 IR2111驱动功率MOSFET 电路

Fig5 IR2111 driving Power MOSFET circuit

4.2.1 自举电容选择

自举电容C 2大小的选择取决于开关频率及MOSFET 输入电容充放电要求等。下列公式列出了自举电容应该提供的最小电荷要求：

qbs(max)cbs(leak)g ls I I Q =2Q +

+Q +f f bs （2）

其中，Q g ：高端器件栅极电荷；

f ：工作频率；

I cbs(leak)：自举电容漏电流；

Q ls ：每个周期内，电平转换电路中的电荷要求；

I qbs(max)：高端驱动电路最大静态电流。

自举电容必须能够提供这些电荷，并且保持其电压，否则V BS (VB 与VS 间的电压)将会有很大的电压纹波，并且可能会低于IR2111内置欠压值，使高端无输出并停止工作，因此电容C 2的电荷应是最小值的二倍。由C=Q/V 可得最小电容值：

qbs(max)cbs(leak)g Is cc f Ls I I 2[2Q ++Q +]f

C V -V -V ≥f （3）

其中, V f ：自举二极管正向压降；

V Ls ：低端器件压降或高端负载压降；

V cc :器件供电电压，此处为V +12。

因此，查阅相关器件手册、结合工作条件即可求得理论上的自举电容值。工程实际中， 该自举电容一般由一个大电容和一个小电容并联组成，并联小电容用来吸收高频毛刺电压。根据IR2111器件手册上给出的20KHz 左右工作条件下的参考自举电容值，由于本文所设计电路的工作频率为20KHz ，因此选择1μF 和0.1μF 的电容并联使用，实践已验证该自举电容满足要求。

4.2.2 自举二极管选择

图5中，D 1为自举二极管，作为续流二极管使用，其耐压值必须超出主电路直流母线电压并且必须为快恢复二极管，以减小从自举电容向电源V cc 的回馈电荷。该二极管的额定电流值由自举电容提供的最小电荷Q bs 与工作频率f 乘积得到，即：

F b s I =Q

f ? （4） 此处，选择FR157作为自举二极管。

4.2.3 栅极电阻选择

图5中，R 3、R 4为栅极驱动电阻，主要用来限制MOSFET 的栅极电流，由于MOSFET 的开通和关断是通过栅极电路的充放电实现的，所以，栅极电阻将对MOSFET 的动态特性产生极大的影响。

当栅极电阻选择较小时，栅极电容充放电较快，开关时间和开关损耗减小（低频条件下，开关损耗可作为次要因素考虑），可避免du/dt 带来的误导通，增强了功率器件的耐固性，但同时只能承受较小的栅极噪声，并可能导致栅极-源极之间的电容同驱动电路引线的寄生电感产生振荡问题。较小的栅极电阻还使得MOSFET 开通时di/dt 变大，会导致较高的du/dt ，增加了自举二极管的浪涌电压[3]。

当栅极电阻选择较大时，功率器件开通速度较慢，应考虑栅极的瞬态电压和驱动电流。一般而言，功率越大的MOSFET 栅极电阻越小，同时对栅极驱动电路的布线也有严格要求，

应使引线电感尽可能小。此处，查阅IR2111工作手册，结合实际的工作条件，栅极电阻选为10Ω，实践中已验证了本设计中栅极电阻选择的合理性。

4.3 IR2111死区延迟特性

实际控制中，需要不断地使电机在正转和反转之间切换，也就是在Q1、Q4导通且Q2、Q3关断到Q1、Q4关断且Q2、Q3导通这两种状态间转换。这种情况理论上要求两组控制信号完全互补，但是由于实际的开关器件都存在导通和关断时间，绝对的互补控制逻辑会导致上下桥臂直通短路。为了避免直通短路且保证各个开关管动作的协同性和同步性，两组控制信号理论上要求互为倒相，而实际必须相差一个足够长的死区时间，即保证在某一功率器件导通的同时，同桥臂的功率器件可靠的截止，防止桥臂直通短路。IR2111内部通过逻辑门器件实现了死区时间的延迟，即由IR2111高端和低端输出的波形如图6所示。其中，DT即为定义的死区时间，IR2111典型死区时间是700ns。

图6 IR2111死区延时特性

Fig6 IR2111 Dead time delay feature

5．继电器过流保护电路

考虑到电机主回路需通过较大电流，过大的电流会损坏功率MOSFET，因此，设计主回路过流保护电路是必要的。若在主回路中安装保险丝来进行过流保护，则保险丝烧坏便要拆开主机箱替换，较为麻烦。本电路中，采用继电器并结合三极管等外围器件组成过流保护电路，主回路一旦过流，便由继电器稳定地切断主回路，保护了功率器件。

电路原理图如图7所示，此电路的工作原理如下：

主回路启动时，可能存在瞬间过冲电流，此时，过电流流经R1给电容E3充电，从而流经采样电阻Rs的瞬时电流减小，选择较大电容值，使E3两端的充电电压较低，从而T1截止，T2也截止，主回路不会被误切断。当电路稳定工作时，若主回路未过流，则T1截止，从而T2也截止，直流母线电压U接入主回路，电路正常工作。当主回路过流时，采样电阻两端能达到一定的预设电压，此电压能使得T1饱和导通，T1的集电极拉为低电位，从而T2饱和导通，继电器控制端便有电流通过，继电器开关吸合，U与主回路断开，LED亮，即

为过流指示信号；直流母线电压U经R3、R2的分压，到达T1基极的电位高于T1发射极而低于T1集电极，于是，T1维持导通，使得T2也维持导通，从而实现了继电器的自锁，常闭端维持断开，而常开端维持吸合，稳定地切断主回路。要使电路恢复正常工作状态，只需切断电源，重新上电即可。

图7 继电器过流保护电路

Fig7 Over-current protection circuit with relay

6．结论

本文中所设计的基于PWM的H桥直流电机驱动电路已成功应用于某型号二轴精密达位电动转台的控制系统中，实践证明，该驱动电路运行稳定可靠，电机的调速性能和达位精度良好。另外本文所设计的继电器过流保护电路非常实用。本文对所设计电路各个部分的工作原理和器件参数的选取都作了详细说明，整个驱动电路能够很好地满足一般性直流调整系统的需求。

参考文献

[1] 孙立志．PWM与数字化电动机控制技术应用[M]．北京：中国电力出版社，2008．

[2] 徐德鸿．现代电力电子器件原理与应用技术[M]．北京：机械工业出版社，2008．

[3] 周志敏，周纪海，纪爱华．IGBT和IPM及其应用电路[M]．北京：人民邮电出版社，2006．

[4] 袁涛．H桥功率驱动电路的设计研究[D]．电子科技大学，2006．

[5] 宋健，姜军生，赵文亮等．基于单片机的直流电动机PWM调速系统[J]．农机化研究，2006，1（1）：

102-103．

[6] 梁亦铂，王正茂，何涛．全数字直流电机调速系统的原理及数学模型[J]．中小型电机，2001，28（6）：

17-20．

Design of DC Motor Drive Circuit Based on PWM

JIANG Songjun1, ZHAO Mingming2, WANG Biao3

College of Automation, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics, Nanjing (210016)

Abstract:

This paper describes a drive circuit, which is based on Pulse Width Modulation, and using the H-type full bridge to regulate the voltage and the speed of the DC motor. The PWM signal, which is used to control the rotation speed and direction of the DC motor, is generated by the AT89C52 single-chip microcontroller, isolated and amplified by the Opt-coupler, and transmitted to the integration drive chip IR2111, and then drives the H-bridge, which is constituted by the power MOSFET. In this paper, a simple analog circuit, which is an ingenuity way of over-current protection, is designed to protect the drive circuit. The drive circuit, designed in this paper, has been applied to the actual DC motor control system. The practice has verified that this circuit run stably and had a good practical value.

Key words:Pulse Width Modulation; H-bridge driving circuit; over-current protection