BLDC反电动势过零点检测法
六步法换相点检测——反电动势过零点检测法
1区：A → B, C = 0; T1和T4关；
2区：A → C, B = 0; T1和T6关；
3区：B → C, A = 0; T3和T6关；
4区：B → A, C = 0; T3和T2关；
5区：C → A, B = 0; T5和T2关；
6区：C → B, A = 0; T5和T4关；
六步法控制的各相上下臂的PWM波形(A/C反)
反相输入端Vo = Va + Vb + Vc;
同相输入端Va = K*Vu、Vb = K*Vv、Va = K*Vw（K为分压比）;
各分区比较器输出值
2区
3区 1 1 0
4区0 1 0
5区0 1 1
6区0 0 1
直流无刷电机反电动势过零检测方法汇总
直流无刷电机反电动势过零检测方法 一般的永磁无刷直流电机是由三相逆变桥来驱动的，根据转子位置的不同，为了产生最大的平均转矩，在一个电角度周期中，具有6个换相状态。在任意一个时间段中，电机三相中都只有两相导通，每相的导通时间间隔为120°电角度。例如，当A相和B相已经持续60°电角度时，C相不导通。这个换相状态将持续60°电角度，而从B相不导通，到C相开始导通的过程，称为换相。换相的时刻取决于转子的位置，也可以通过判断不导通相过零点的时刻来决定。通过判断不导通相反电动势过零点，是最为常用也最为适合的无位置传感器控制方法。 反电动势过零点的检测方法是，通过测量不导通相的端电压，与电机的绕组中点电压进行比较，以得到反电动势的过零点。但对于小电枢电感的永磁无刷直流电机，在许多情况下，绕组中点电压难以获取，并且需要使用电阻分压和进行低通滤波，这样会导致反电动势信号大幅地衰减，与电机的速度不成比例，信噪比太低，另外也会给过零点带来更大的相移。 与上面的方法相比，更为常用的是虚拟中点电压法。假设A相和B相导通，则A和B两相电流大小相等，方向相反，C相电流为零，则根据永磁无刷直流电机数学模型有
根据上述方程，将不导通相的端电压与所计算的虚拟中点电压进行比较，也可以获得反电动势的过零点。这种方法十分简单，实现也比较方便。但是，由于无刷直流电机按一定频率进行PWM斩波控制，其计算出的虚拟中点电压也会随着PWM的高低电平而发生相同频率的在电源和地电平之间的变化。这样，就会带来极大的共模电平和高频噪声，会影响反电动势过零点检测的精确性。同样，和中点比较法一样，这种方法也必须要对绕组端电压进行分压和低通滤波。 这样，在一个PWM周期中，电枢绕组相电流就必然存在断续状态。速度提高时，电枢绕组中会产生峰峰值极大、频率很高的反电动势。由于以上特点，一些普遍采用的BLDC无位置传感器的控制方法均不适合。现有的无位置传感器的控制方法，如端电压检测法和转子位置估计法等，将很难得到良好的控制效果，其理由如下所述： 首先，无刷直流电机要求在电机转速提高的过程中，采用现有的端电压与中点电压比较的方法，要对三相绕组进行分压阻容滤波，计算出不导通相反电动势的过零点，再延后一定时间进行换相。但是，这样得到的反电动势过零点会因为无刷直流电机转速提高而产生过大的相移，导致当检测到反电动势过零点后，真正的换相点已经过去，从而造成换相失误。另外，现有的转子位置估计法，在高速时必须以极高的采样频率对永磁无刷直流电机中多个物理量进行测量，然后运行复杂的算法估计出转子位置，这样即使采用主频较高的控制器，也很难实时得到精确的位置信号。并且，随着电机转速的提高，位置估计算法难以及时地计算出当前电机转子的位置情况，对于转速范围较大的情况，无位置传感器的检测难以实现。 其次，现有的无刷直流电机无位置传感器的控制方法一般只适用于绕组相电流不存在断续状态的情况。而当永磁无刷直流电机电枢电感较小时，在一个PWM 周期中，则可能出现绕组相电流断续状态。当相电流从续流状态向断流状态突变时，由于三相逆变桥中功率管的寄生电容和电枢绕组中的电感和电阻相互作用，端电压会存在二阶阻尼振荡过程。在振荡过程中，将检测到的电枢绕组端电压应用于无位置传感器的换相中，会得到不正确的结果。 因此，使用现有的无位置传感器的控制方法，应用于小电枢电感的磁悬浮飞轮用无刷直流电机上，都无法得到良好的控制效果。
过零检测电路
过零检测电路如下，光耦我用的pc817 检测过零点，然后输入单片机INT0 ，过零后单片机中断延时，来控制可控硅光耦MOC3061导通时间，隔离后控制双向可控硅，负载用的是交流单相电机。但是调节到一定速度（低速时）电机会出现抖动，这是 什么原因？电路与下图相似 单片机程序如下： #include
sbit bb1=P2^0; sbit key1 = P2^4; sbit key2 = P2^5; sbit key3 = P2^6; sbit key4 = P2^7; unsigned char k; void delay(unsigned int t) // 延时子程序，入口参数ms,延迟时间=t*1ms,t=0~65535 { unsigned char j; //j=0~255 while(t--) //t的值等于while()下面{}的语句执行的次数 { for(j = 0; j < 30; j++);//j进行的内部循环，j=j+1,每执行一次加1，大约消耗单片机处理时间//8us,那么执行一次for()，注意for()后面加了分号。大约消耗CPU 8us*125=1000us=1ms } } void int0() interrupt 0 { TR0=1; } void PWM (void) { if(key1==0) //按下相应的按键 { k=0; } else if (key2==0) //按下相应的按键 { k=10; } else if (key3==0) //按下相应的按键 { k=15; } else if (key4 ==0) //按下相应的按键
基于单片机的过零检测控制系统的设计
基于单片机的过零检测控制系统的设计 如下图所示为按上述思想设计的电压正向过零检测电路。220V的交流电首先经过电阻分压,然后进行光电耦合,假设输入的是A相电压,则在A相电压由负半周向正半周转换时,图中三极管导通并工作在饱和状态,会产生一个下降沿脉冲送入ADμC812的INT0引脚使系统进入中断程序。微机系统进入中断程序后,发出采样命令并从采样保持器读取无功电流值Iqm,这个无功电流即为A相的无功电流,经过1/4个周期电压达到最大值,此时对电压进行采样,得到UM,由UM=1.414U可以得到电压有效值U。 过零检测及单片机调压 首先用PWM(脉宽调制）方法用于可控硅控制是有条件的，即调制频率不能大于市电频率（50Hz），也就是周期
不能小于20mS，否则就不能达到调制作用，调制频率超过市电频率时，可控硅即处于连续导通状态而不能达到调压目的。只有调制频率低于市电频率才能起到调压目的，即限制市电的周波通过可控硅的数量而起到调压的目的。因此用该种方法调制的电压周波数一定是小于50HZ，超过了人眼视觉暂留效应，此就是用于调光产生闪烁的原因。该调压方法用在调功或对脉动电压不敏感的用途上尚可。如果采用可控硅调压用在调光上，须采用移相的调制方法，可使光连续可调。采用移相方法就需过零检测作为移相基点。过零检测其实并不难，如果要求调压比不是很高采用简单的方法即可奏效；用一只三极管即可。用单片机进行移相调压控制可以做得很精。/********************************************************************************/ ＃i nclude
过零检测电路的研究
过零检测电路的研究
目录 摘要...................................................................... I ABSTRACT ................................................................. II 引言. (1) 1.过零检测电路设计的必要性 (2) 2.DC-DC电路的原理 (3) 2.1 DC-DC变换器的前景 (3) 2.2 降压型DC-DC变换器 (3) 2.3 同步BUCK型DC-DC的工作原理 (4) https://www.360docs.net/doc/366834025.html,M和DCM状态下的电感电流 (5) 4.电路模块简要分析 (6) 4.1电流镜的原理 (6) 4.2差动放大电路的分析 (7) 5.过零检测电路的分析 (8) 5.1 设计思路 (8) 5.2 失调电阻的引入 (8) 5.3 电路设计及深入分析 (9) 6实验仿真结果 (11) 结论 (12) 致谢 (13) 参考文献 (14)
摘要 DC-DC转换器为转变输入电压后有效输出固定电压的电压转换器。DC-DC转换器分为三类：升压型DC-DC 转换器、降压型DC-DC 转换器以及升降压型DC-DC转换器。根据需求可采用三类控制。目前DC-DC 转换器广泛应用于手机、MP3、数码相机、便携式媒体播放器等产品中。同步整流降压型DC-DC工作在不连续电感电流模式(D CM) 下会出现的电感电流倒灌现象，这种情况会使得整个系统处于一种超过放状态，从而使系统的效率大幅度地下降。对电感电流进行过零检测，根据负载的大小，系统工作在连续导通模式(CCM)或不连续导通模式(DCM)。在日益普及的便携电子产品中，大都采用电池供电，有限的电池容量和产品功能的迅速扩展给电源管理的效率提出越来越高的要求，而集成同步BUCK型DC-DC变换器在很宽的输入输出电压范围内都可以保持很高的效率，使得它在很多场合成为首选的电源管理器件。针对这一问题，设计实现了一款电感电流过零检测电路达到快速关断同步管的目的，有效降低电流倒灌。该电路利用失调电阻抵消同步管关断延迟，达到了快速关断同步管的目的，有效地降低了电流倒灌。且 该电路正常工作时的静态电流为5μA，其面积仅有0.1005mm2。 关键词：同步；DC-DC转换器；降压型；过零检测
直流无刷电机反电动势过零检测方法汇总精选文档
直流无刷电机反电动势过零检测方法汇总精选 文档 TTMS system office room 【TTMS16H-TTMS2A-TTMS8Q8-
直流无刷电机反电动势过零检测方法 一般的永磁无刷直流电机是由三相逆变桥来驱动的，根据转子位置的不同，为了产生最大的平均转矩，在一个电角度周期中，具有6个换相状态。在任意一个时间段中，电机三相中都只有两相导通，每相的导通时间间隔为120°电角度。例如，当A相和B相已经持续60°电角度时，C相不导通。这个换相状态将持续60°电角度，而从B相不导通，到C相开始导通的过程，称为换相。换相的时刻取决于转子的位置，也可以通过判断不导通相过零点的时刻来决定。通过判断不导通相反电动势过零点，是最为常用也最为适合的无位置传感器控制方法。 反电动势过零点的检测方法是，通过测量不导通相的端电压，与电机的绕组中点电压进行比较，以得到反电动势的过零点。但对于小电枢电感的永磁无刷直流电机，在许多情况下，绕组中点电压难以获取，并且需要使用电阻分压和进行低通滤波，这样会导致反电动势信号大幅地衰减，与电机的速度不成比例，信噪比太低，另外也会给过零点带来更大的相移。 与上面的方法相比，更为常用的是虚拟中点电压法。假设A相和B相导通，则A和B两相电流大小相等，方向相反，C相电流为零，则根据永磁无刷直流电机数学模型有
根据上述方程，将不导通相的端电压与所计算的虚拟中点电压进行比较，也可以获得反电动势的过零点。这种方法十分简单，实现也比较方便。但是，由于无刷直流电机按一定频率进行PWM斩波控制，其计算出的虚拟中点电压也会随着PWM的高低电平而发生相同频率的在电源和地电平之间的变化。这样，就会带来极大的共模电平和高频噪声，会影响反电动势过零点检测的精确性。同样，和中点比较法一样，这种方法也必须要对绕组端电压进行分压和低通滤波。 这样，在一个PWM周期中，电枢绕组相电流就必然存在断续状态。速度提高时，电枢绕组中会产生峰峰值极大、频率很高的反电动势。由于以上特点，一些普遍采用的BLDC无位置传感器的控制方法均不适合。现有的无位置传感器的控制方法，如端电压检测法和转子位置估计法等，将很难得到良好的控制效果，其理由如下所述： 首先，无刷直流电机要求在电机转速提高的过程中，采用现有的端电压与中点电压比较的方法，要对三相绕组进行分压阻容滤波，计算出不导通相反电动势的过零点，再延后一定时间进行换相。但是，这样得到的反电动势过零点会因为无刷直流电机转速提高而产生过大的相移，导致当检测到反电动势过零点后，真正的换相点已经过去，从而造成换相失误。另外，现有的转子位置估
无刷直流电机反电势过零法无传感器控制
龙源期刊网 https://www.360docs.net/doc/366834025.html, 无刷直流电机反电势过零法无传感器控制 作者：张敏 来源：《装饰装修天地》2017年第21期 摘要：无刷直流电机具有良好的线性调速、高质高效平滑运转特性，结构简单，体积小，重量轻，效率高，功率因素高，转矩/重量比高，转动惯量低，易于散热，易于维护保养等优点，因此应用范围相当广泛。随着电力电子器件的迅速发展，直流无刷电机利用电子换相器件取代了机械电刷和换向片，极大地提高了工业制造以及相关自动化电力系统部门的生产效率与质量，同时也伴随着应用领域需求的不断扩大，对无刷直流电机设计要求也越来越高。 关键词：无刷；直流电机；反电势；过零法；无传感器控制 1 引言 无刷直流电机具有良好的线性调速、高质高效平滑运转特性，结构简单，体积小，重量轻，效率高，功率因素高，转矩/重量比高，转动惯量低，易于散热，易于维护保养等优点，因此应用范围相当广泛。随着电力电子器件的迅速发展，直流无刷电机利用电子换相器件取代了机械电刷和换向片，极大地提高了工业制造以及相关自动化电力系统部门的生产效率与质量，同时也伴随着应用领域需求的不断扩大，对无刷直流电机设计要求也越来越高。这些无位置传感器位置检测技术各有优缺点和适用场合，但因反电势检测法具有线路简单、技术成熟、成本低、简单易行、可靠等众多优点，所以反电势检测法成为比较理想且应用最多的无位置传感器无刷直流电机控制方法。 2 无刷直流电机概述 应对环境保护标准，汽车的能效法规日益严格；消费者对节能、安全、便捷和舒适度提出更高的要求，都推动汽车功能电子化趋势日益加强。目前的汽车已不再是当初单纯的机械产品，已成为复杂度足够高的机电一体化产品。国际汽车权威组织预测，至2020年，一辆豪华车中的电机数量可多达120台。无刷直流电机具有优异的性能，能实现更高的能效和性价比，在数字电子技术飞速发展过程中，无刷直流电机被整合至汽车的执行元件中，如散热风扇、暖通空调（HVAC）、刮水器、燃油泵、水泵、油泵、座椅风扇和混合动力系统等部件里。 无刷直流电机（英文为Brush less DC Motor，简写为BLDC）属于一种极典型的机电一体化的基础产品，作为执行元件的电机与其控制装置紧密关联，构成能完成复杂功能的自动化器械。无刷电机中无电刷和换向器或集电环一类的机械构件，由晶体管电路电子换向将交流转换为直流，以及直流逆变为交流。无须顾忌磨损、粉尘、噪声、火花和高强度的电磁干扰，并为汽车内特定的应用提供良好的无级变速控制。国际汽车权威组织称，无刷电机显著地提升燃油
直流无刷电机反电动势过零检测方法汇总
直流无刷电机反电动势过零检测方法汇总 Modified by JACK on the afternoon of December 26, 2020
直流无刷电机反电动势过零检测方法 一般的永磁无刷直流电机是由三相逆变桥来驱动的，根据转子位置的不同，为了产生最大的平均转矩，在一个电角度周期中，具有6个换相状态。在任意一个时间段中，电机三相中都只有两相导通，每相的导通时间间隔为120°电角度。例如，当A相和B相已经持续60°电角度时，C相不导通。这个换相状态将持续60°电角度，而从B相不导通，到C相开始导通的过程，称为换相。换相的时刻取决于转子的位置，也可以通过判断不导通相过零点的时刻来决定。通过判断不导通相反电动势过零点，是最为常用也最为适合的无位置传感器控制方法。 反电动势过零点的检测方法是，通过测量不导通相的端电压，与电机的绕组中点电压进行比较，以得到反电动势的过零点。但对于小电枢电感的永磁无刷直流电机，在许多情况下，绕组中点电压难以获取，并且需要使用电阻分压和进行低通滤波，这样会导致反电动势信号大幅地衰减，与电机的速度不成比例，信噪比太低，另外也会给过零点带来更大的相移。 与上面的方法相比，更为常用的是虚拟中点电压法。假设A相和B相导通，则A和B两相电流大小相等，方向相反，C相电流为零，则根据永磁无刷直流电机数学模型有
根据上述方程，将不导通相的端电压与所计算的虚拟中点电压进行比较，也可以获得反电动势的过零点。这种方法十分简单，实现也比较方便。但是，由于无刷直流电机按一定频率进行PWM斩波控制，其计算出的虚拟中点电压也会随着PWM的高低电平而发生相同频率的在电源和地电平之间的变化。这样，就会带来极大的共模电平和高频噪声，会影响反电动势过零点检测的精确性。同样，和中点比较法一样，这种方法也必须要对绕组端电压进行分压和低通滤波。 这样，在一个PWM周期中，电枢绕组相电流就必然存在断续状态。速度提高时，电枢绕组中会产生峰峰值极大、频率很高的反电动势。由于以上特点，一些普遍采用的BLDC无位置传感器的控制方法均不适合。现有的无位置传感器的控制方法，如端电压检测法和转子位置估计法等，将很难得到良好的控制效果，其理由如下所述： 首先，无刷直流电机要求在电机转速提高的过程中，采用现有的端电压与中点电压比较的方法，要对三相绕组进行分压阻容滤波，计算出不导通相反电动势的过零点，再延后一定时间进行换相。但是，这样得到的反电动势过零点会因为无刷直流电机转速提高而产生过大的相移，导致当检测到反电动势过零点后，真正的换相点已经过去，从而造成换相失误。另外，现有的转子位置估
直接反电动势法原理与过零点检测方法
直接反电动势法原理与过零点检测方法 分析了上桥臂PWM 调制、下桥臂恒通调制方式时的端电压波形,讨论相应的反电动势过零点检测方法. 在PWM 调制信号开通状态结束时刻对端电压进行采样,由软件算法确定反电动势过零点. 针对电机运行时存在超前换相或滞后换相的情况,通过设置合理的延迟时间来实现最佳换相. 针对实际电机存在反电动势过零点分布不均匀的情况,根据过零点间隔时间存在着周期性规律,提出一种新的延迟时间设置方法,使换相点位于相邻过零点的中间位置,实现了电机的准确换相. 实验验证了所提出方法的可行性和有效性. 无刷直流电机(BLDCM )具有结构简单、运行效率高和调速性能好等优点,在工业和商业领域得到广泛应用. 近年来, 无刷直流电机的无位置传感器控制一直是国内外的研究热点,较为常见的转子位置信号检测方法有反电动势法、定子电感法、续流二极管法、磁链估计法和状态观测器法等,其中反电动势法最为有效实用. 速时, 分别在PWM 关断和开通阶段检测反电动势,采用2个不同的参考电压获得反电动势过零点,而不需位置传感器和电流传感器,但增加了硬件电路的复杂性. 文献通过比较悬空相绕组端电压和逆变器直流环中点电压的关系,获得反电动势过零点. 该方法无需重构电机中性点, 不使用滤波电路,但需采用硬件电路比较得到过零点. 提出了在on _pwm 调制方式时的反电动势过零点检测方法,采用内置AD 的微控制器在PWM开通时检测悬空相端电压,软件算法中使用简单的代数运算,获得准确的过零点信号. 目前,关于反电动势法的研究多集中在反电动势过零点的检测电路方法和由滤液电路引起的相位误差的消除或补偿方法,但在准确换相方面的研究尚不够深入. 1直接反电动势法原理 无刷直流电机一般采用“两相导通三相六状态”运行方式, 每个工作状态只有两相绕组导通,第三相绕组处于悬空状态,被用来检测反电势过零点. 在检测到反电动势过零点后, 根据换相点滞后过零点30°电角度, 设置对应的延迟时间. 当延迟时间到达后,电机换相进入下一个工作状态. 本文采用基于端电压的直接反电动势检测电路,通过检测悬空相绕组的端电压信号来获得
反电动势过零点的检测方法
反电动势过零点的检测方法 一般的永磁无刷直流电机是由三相逆变桥来驱动的，根据转子位置的不同，为了产生最大的平均转矩，在一个电角度周期中，具有6个换相状态。在任意一个时间段中，电机三相中都只有两相导通，每相的导通时间间隔为120°电角度。例如，当A相和B相已经持续60°电角度时，C相不导通。这个换相状态将持续60°电角度，而从B相不导通，到C相开始导通的过程，称为换相。换相的时刻取决于转子的位置，也可以通过判断不导通相过零点的时刻来决定。通过判断不导通相反电动势过零点，是最为常用也最为适合的无位置传感器控制方法。 反电动势过零点的检测方法是，通过测量不导通相的端电压，与电机的绕组中点电压进行比较，以得到反电动势的过零点。但对于小电枢电感的永磁无刷直流电机，在许多情况下，绕组中点电压难以获取，并且需要使用电阻分压和进行低通滤波，这样会导致反电动势信号大幅地衰减，与电机的速度不成比例，信噪比太低，另外也会给过零点带来更大的相移。 与上面的方法相比，更为常用的是虚拟中点电压法。假设A相和B相导通，则A和B两相电流大小相等，方向相反，C相电流为零，则根据永磁无刷直流电机数学模型有
根据上述方程，将不导通相的端电压与所计算的虚拟中点电压进行比较，也可以获得反电动势的过零点。这种方法十分简单，实现也比较方便。但是，由于无刷直流电机按一定频率进行PWM斩波控制，其计算出的虚拟中点电压也会随着PWM的高低电平而发生相同频率的在电源和地电平之间的变化。这样，就会带来极大的共模电平和高频噪声，会影响反电动势过零点检测的精确性。同样，和中点比较法一样，这种方法也必须要对绕组端电压进行分压和低通滤波。 这样，在一个PWM周期中，电枢绕组相电流就必然存在断续状态。速度提高时，电枢绕组中会产生峰峰值极大、频率很高的反电动势。由于以上特点，一些普遍采用的BLDC无位置传感器的控制方法均不适合。现有的无位置传感器的控制方法，如端电压检测法和转子位置估计法等，将很难得到良好的控制效果，其理由如下所述： 首先，无刷直流电机要求在电机转速提高的过程中，采用现有的端电压与中点电压比较的方法，要对三相绕组进行分压阻容滤波，计算出不导通相反电动势的过零点，再延后一定时间进行换相。但是，这样得到的反电动势过零点会因为无刷直流电机转速提高而产生过大的相移，导致当检测到反电动势过零点后，真正的换相点已经过去，从而造成换相失误。另外，现有的转子位置估计法，在高速时必须以极高的采样频率对永磁无刷直流电机中多个物理量进行测量，然后运行复杂的算法估计出转子位置，这样即使采用主频较高的控制器，也很难实时得到精确的位置信号。并且，随着电机转速的提高，位置估计算法难以及时地计算出当前电机转子的位置情况，对于转速范围较大的情况，无位置传感器的检测难以实现。 其次，现有的无刷直流电机无位置传感器的控制方法一般只适用于绕组相电流不存在断续状态的情况。而当永磁无刷直流电机电枢电感较小时，在一个PWM周期中，则可能出现绕组相电流断续状态。当相电流从续流状态向断流状态突变时，由于三相逆变桥中功率管的寄生电容和电枢绕组中的电感和电阻相互作用，端电压会存在二阶阻尼振荡过程。在振荡过程中，将检测到的电枢绕组端电压应用于无位置传感器的换相中，会得到不正确的结果。 因此，使用现有的无位置传感器的控制方法，应用于小电枢电感的磁悬浮飞轮用无刷直流电机上，都无法得到良好的控制效果
过零检测电路原理与作用 可控整流
使用光耦 Multisim仿真电路
网友建议电容代替那只47K的电阻,330欧电阻直接短路.因为电容的恒流效果，电容压降吗？ 电阻限流的缺点是过零脉冲的宽度与检测电压值相关.可以用一只0.1u/400v的无极性电容作恒流限流.可获得宽度稳定的窄脉冲. 示波器波形
参考 https://www.360docs.net/doc/366834025.html,/bibis/moredata30_1162505_62938.shtml ================================================================ ================================ 方法一： 过零检测的作用可以理解为给主芯片提供一个标准，这个标准的 起点是零电压，可控硅导通角的大小就是依据这个标准。也就是说塑封 电机高、中、低、微转速都对应一个导通角，而每个导通角的导通时 间是从零电压开始计算的，导通时间不一样，导通角度的大小就不一样， 因此电机的转速就不一样。 1. 电路原理图
2. 工作原理简介 D5、D6电压取自变压器次级A、B两点 (~14v)，经过D5、D6全波整流，形成脉动直流波形，电阻分压后，再经过电容滤波，滤去高频成分，形成C点电压波形；当C点电压大于0.7V时，三极管Q2导通，在三极管集电极形成低电平；当C点电压低于0.7V时，三极管截止，三极管集电极通过上拉电阻R4，形成高电平。这样通过三极管的反复导通、截止，在芯片过零检测端口D点形成100Hz脉冲波形，芯片通过判断，检测电压的零点。 3. 各元器件作用及注意事项
3.1 D5、D6前期选用1N4148，由于耐压偏低，损坏后出现运行灯闪烁（风机失速保护）和所有指示灯闪烁（无过零信号保护）等故障，因此今后设计和维修都必需选择1N4007。 3.2 Q2可选用9014三极管或D9D贴片三极管；该三极管开路、短路都会造成开机后内风机不转，一分钟后出现失速保护。 只要元件不用错，该电路一般不会出问题。 方法二： 如下图所示为按上述思想设计的电压正向过零检测电路。220V 的交流电首先经过电阻分压,然后进行光电耦合,假设输入的是A相电压,则在A相电压由负半周向正半周转换时,图中三极管导通并工作在饱和状态,会产生一个下降沿脉冲送入ADμC812的INT0引脚使系统进入中断程序。微机系统进入中断程序后,发出采样命令并从采样保持器读取无功电流值Iqm,这个无功电流即为A相的无功电流,经过 1/4个周期电压达到最大值,此时对电压进行采样,得到UM,由 UM=1.414U可以得到电压有效值U。
直流无刷电机反电动势过零检测方法汇总
直流无刷电机反电动势过零检测方法汇总 The Standardization Office was revised on the afternoon of December 13, 2020
直流无刷电机反电动势过零检测方法 一般的永磁无刷直流电机是由三相逆变桥来驱动的，根据转子位置的不同，为了产生最大的平均转矩，在一个电角度周期中，具有6个换相状态。在任意一个时间段中，电机三相中都只有两相导通，每相的导通时间间隔为120°电角度。例如，当A相和B相已经持续60°电角度时，C相不导通。这个换相状态将持续60°电角度，而从B相不导通，到C相开始导通的过程，称为换相。换相的时刻取决于转子的位置，也可以通过判断不导通相过零点的时刻来决定。通过判断不导通相反电动势过零点，是最为常用也最为适合的无位置传感器控制方法。 反电动势过零点的检测方法是，通过测量不导通相的端电压，与电机的绕组中点电压进行比较，以得到反电动势的过零点。但对于小电枢电感的永磁无刷直流电机，在许多情况下，绕组中点电压难以获取，并且需要使用电阻分压和进行低通滤波，这样会导致反电动势信号大幅地衰减，与电机的速度不成比例，信噪比太低，另外也会给过零点带来更大的相移。 与上面的方法相比，更为常用的是虚拟中点电压法。假设A相和B相导通，则A和B两相电流大小相等，方向相反，C相电流为零，则根据永磁无刷直流电机数学模型有 根据上述方程，将不导通相的端电压与所计算的虚拟中点电压进行比较，也可以获得反电动势的过零点。这种方法十分简单，实现也比较方便。但是，由于无刷直流电机按一定频率进行PWM斩波控制，其计算出的虚拟中点电压也会随着PWM的高低电平而发生相同频率的在电源和地电平之间的变化。这样，就会带来极大的共模电平和高频噪声，会影响反电动势过零点检测的精确性。同样，和中点比较法一样，这种方法也必须要对绕组端电压进行分压和低通滤波。 这样，在一个PWM周期中，电枢绕组相电流就必然存在断续状态。速度提高时，电枢绕组中会产生峰峰值极大、频率很高的反电动势。由于以上特点，一些普遍采用的BLDC无位置传感器的控制方法均不适合。现有的无位置传感器的控制方法，如端电压检测法和转子位置估计法等，将很难得到良好的控制效果，其理由如下所述： 首先，无刷直流电机要求在电机转速提高的过程中，采用现有的端电压与中点电压比较的方法，要对三相绕组进行分压阻容滤波，计算出不导通相反电动势的过零点，再延后一定时间进行换相。但是，这样得到的反电动势过零点会因为无刷直流电机转速提高而产生过大的相移，导致当检测到反电动势过零点后，真正的换相点已经过去，从而造成换相失误。另外，现有的转子位置估计法，在高速时必须以
过零检测电路原理及注意事项
过零检测电路原理及注意事项 2009-08-07 09:46:53| 分类：嵌入式技术探索| 标签：|字号大中小订阅 方法一： 过零检测的作用可以理解为给主芯片提供一个标准，这个标准的起点是零电压，可控硅导通角的大小就是依据这个标准。也就是说塑封电机高、中、低、微转速都对应一个导通角，而每个导通角的导通时间是从零电压开始计算的，导通时间不一样，导通角度的大小就不一样，因此电机的转速就不一样。 1. 电路原理图 2. 工作原理简介 D5、D6电压取自变压器次级A、B两点(~14v)，经过D5、D6全波整流，形成脉动直流波形，电阻分压后，再经过电容滤波，滤去高频成分，形成C点电压波形；当C点电压大于0.7V时，三极管Q2导通，在三极管集电极形成低电平；当C点电压低于0.7V时，三极管截止，三极管集电极通过上拉电阻R4，形成高电平。这样通过三极管的反复导通、截止，在芯片过零检测端口D点形成100Hz脉冲波形，芯片通 过判断，检测电压的零点。 3. 各元器件作用及注意事项 3.1D5、D6前期选用1N4148，由于耐压偏低，损坏后出现运行灯闪烁（风机失速保护）和所有指 示灯闪烁（无过零信号保护）等故障，因此今后设计和维修都必需选择1N4007。
3.2Q2可选用9014三极管或D9D贴片三极管；该三极管开路、短路都会造成开机后内风机不转， 一分钟后出现失速保护。 只要元件不用错，该电路一般不会出问题。 方法二： 如下图所示为按上述思想设计的电压正向过零检测电路。220V的交流电首先经过电阻分压,然后进行光电耦合,假设输入的是A相电压,则在A相电压由负半周向正半周转换时,图中三极管导通并工作在饱和状态,会产生一个下降沿脉冲送入ADμC812的INT0引脚使系统进入中断程序。微机系统进入中断程序后,发出采样命令并从采样保持器读取无功电流值Iqm,这个无功电流即为A相的无功电流,经过1/4个周期电压达到最大值,此时对电压进行采样,得到UM,由UM=1.414U可以得到电压有效值U。
双向晶闸管过零检测电路设计
双向晶闸管过零检测电路设计 2012年05月18日 10:27 来源：本站整理作者：秩名我要评论(0) 引言 双向可控硅是一种功率半导体器件，也称双向晶闸管，在单片机控制系统中，可作为 功率驱动器件，由于双向可控硅没有反向耐压问题，控制电路简单，因此特别适合做交流 无触点开关使用。双向可控硅接通的一般都是一些功率较大的用电器，且连接在强电网络中，其触发电路的抗干扰问题很重要，通常都是通过光电耦合器将单片机控制系统中的触 发信号加载到可控硅的控制极。为减小驱动功率和可控硅触发时产生的干扰，交流电路双 向可控硅的触发常采用过零触发电路。过零触发是指在电压为零或零附近的瞬间接通。由 于采用过零触发，因此上述电路还需要正弦交流电过零检测电路。 1 过零检测电路 电路设计如图1 所示，为了提高效率，使触发脉冲与交流电压同步，要求每隔半个交 流电的周期输出一个触发脉冲，且触发脉冲电压应大于4V ，脉冲宽度应大于20us.图中 BT 为变压器，TPL521 - 2 为光电耦合器，起隔离作用。当正弦交流电压接近零时，光电 耦合器的两个发光二极管截止，三极管T1基极的偏置电阻电位使之导通，产生负脉冲信号，T1的输出端接到单片机80C51 的外部中断0 的输入引脚，以引起中断。在中断服务子程 序中使用定时器累计移相时间，然后发出双向可控硅的同步触发信号。过零检测电路A、B 两点电压输出波形如图2 所示。
2 过零触发电路 电路如图3 所示，图中MOC3061 为光电耦合双向可控硅驱动器，也属于光电耦合器的一种，用来驱动双向可控硅BCR 并且起到隔离的作用，R6 为触发限流电阻，R7 为BCR 门极电阻，防止误触发，提高抗干扰能力。当单片机80C51 的P1. 0 引脚输出负脉冲信号时T2 导通，MOC3061 导通，触发BCR 导通，接通交流负载。另外，若双向可控硅接感性交流负载时，由于电源电压超前负载电流一个相位角，因此，当负载电流为零时，电源电压为反向电压，加上感性负载自感电动势el 作用，使得双向可控硅承受的电压值远远超过电源电压。虽然双向可控硅反向导通，但容易击穿，故必须使双向可控硅能承受这种反向电压。一般在双向可控硅两极间并联一个RC阻容吸收电路，实现双向可控硅过电压保护，图3 中的C2 、R8 为RC 阻容吸收电路。
单片机在市电过零检测并驱动可控硅进行功率调节的应用综述
单片机在市电过零检测并驱动可控硅进行 功率调节的应用综述 摘要：利用可控硅可实现通过控制低电压直流电使高电压交流电开启或关闭，相比继电器的控制方法可控硅具有更经济、无高次谐波产生、不干扰通讯设备的优点，并且通过对市电是否过零进行检测，通过可编程器件触发可控硅可以实现功率调节。本文综述了一些常用的市电过零检测的方法，及如何通过单片机产生中断来触发可控硅进行功率的调节。 关键词：单片机；可控硅；过零检测；功率调节 由于单片机体积小功耗低数据处理速度快的优点在工业现场被广泛的使用。单片机在工业流程控制的应用，与手动控制相比，它有准确、及时、迅速等诸多方面的优点。市电通过过零检测电路检测到过零时，电路向单片机发出中断申请，单片机通过定时器延时选择导通角从而调节可控硅导通系数。通过这种方法不仅能控制交流电的通断，并且还能调节电路的输出功率。笔者通过工程试验提出以下市电过零检测的方法，和单片机控制可控硅的调节功率的方案。 1可控硅开关原理 可控硅是一种以硅单晶为基本材料的P1N1P2N2四层三端器件，创制于1957年，由于它特性类似于真空闸流管，所以国际上通称为硅晶体闸流管，简称可控硅T。又由于可控硅最初应用于可控整流方面所以又称为硅可控整流元件，简称为可控硅SCR。在性能上，可控硅不仅具有单向导电性，而且还具有比硅整流元件（俗称“死硅”）更为可贵的可控性。它只有导通和关断两种状态。可控硅能以毫安级电流控制大功率的机电设备，如果超过此频率，因元件开关损耗显著增加，允许通过的平均电流相降低，此时，标称电流应降级使用。 由于可控硅共有三个PN结，分析原理时，可以把它看作由一个PNP管和一个NPN管所组成。当阳极A加上正向电压时，BG1和BG2管均处于放大状态。此时，如果从控制极G输入一个正向触发信号，BG2便有基流ib2流过，经BG2放大，其集电极电流ic2=β2ib2。因为BG2的集电极直接与BG1的基极相连，所以ib1=ic。此时，电流ic2再经BG1放大，于是BG1的集电极电流ic1=β1ib1=β1β2ib2。这个电流又流回到BG2的基极，表成正反馈，使ib2不断增大，如此正向馈循环的结果，两个管子的电流剧增，可控硅使饱和导通。由于可控硅只有导通和关断两种工作状态，所以它具有开关特性。 2过零触发电路的实现 2.1通过光电耦合器进行过零检测 过零检测电路的最终目标是实现当50Hz的交流电压通过零点时取出其脉冲。电路中采用两个光电耦合器实现过零控制，其工作原理（图2.1）是：交流电源
MOC系列光耦及过零检测
MOC系列光耦及过零检测 驱动大功率交流器件时常用双向可控硅进行功率控制，根据控制方式的不同有过零控制和移相控制。不管哪种控制都要对零点进行检测，因为双向过控硅的特性是到了交流的零点，可控硅会自动关闭输出。我们检测零点目的就是可控硅在零点关闭输出后，我们可以根据功率的需求选择时间来重新触发可控硅。 但对于单片机弱电直接控制交流肯定是不现实的，用继电器控制只能实现简单的慢速的开关量控制，而如果要实现功率调节，我们就需要用光特性的固态继电器，这种器件比较贵。而假如用光耦肯定也是不行的，因为普通的光耦是单向器件，对于交流的网电它是不能实现控制的 在这种情况下，我们最好的选择就是用MOC系列的光控可控硅，用得最多的MOC3041和MOC3021，它们的前端触发电流都是15mA，隔离电压达到5000Vrms，适合于对电绝缘特性要求高的医疗电子行业。 MOC3021和MOC3041的主要区别就是MOC3041有过零检测，MOC3021没有过零检测，对于有过零检测功能的MOC3041，它每次在过零点的时候会判断有没有光输入，即有没有前置电流If，如果有If，那么在这个周期之内，它是导通的，所以它只能决定一个网电源周期内它是不是导通的，而不能决定在一个周期的某一个时刻
开始导通。基于这种特性我们可以用它来实现过零控制，过零控制的缺点是控制精度低，优点是对电网没有污染。 对于没有过零检测的MOC3021来说，它在有光输入的时刻开始到这个周期的结束它都是导通的。基于这种特性，如果我们已经检测到了零点，我们就可以在零点的时刻开始延时一段时间来输入前置电流If，用它来实现移相检测。对于两种电路我都做了相关的测试，结果与写的一致。
反电动势检测原理
传统的无刷直流电机都需要一套复杂的位置传感器，这对电机的可靠性、制造工艺要求等带来不利的影响。具体表现在以下几方面：(1)增大了电机尺寸；(2)传感器信号传输线多，容易引入干扰；(3)高温、低温、污浊空气等恶劣工作条件会降低传感器可靠性；(4)传感器的安装精度直接影响电机的运行性能。因此国内外学者对无位置传感器无刷直流电机位置检测进行了很多研究，提出了许多方法，其中最简单实用的是基于反电势检测的方法。通过测出各相反电势的过零点，获得三相电机所需的转子6个关键位置信号。但当电机起动或转速很低时，反电势为零或很小，反电势法已不再适用，针对这个问题，人们提出了多种方法以实现无刷直流电机的可靠起动。 1 反电势法检测转子位置起动方法 1．1 三段式起动法[1][2][3] [4] 1) 三段式起动法的原理及其实现 文献[1]、[2]、[3]和[4]描述的三段式起动法是按他控式同步电动机的运行状态从静止开始加速，直至转速足够大，再切换至无刷直流电机运行状态，实现电机的起动。这个过程包括转子定位、加速和运行状态切换三个阶段。其电路框图如图 1所示。 电机静止时的转子初始位置决定了逆变器第一次应触发哪两个功率器件，而在没有位置传感器时判断转子初始位置很复杂。可以先让逆变器任意两相导通。并控制电机电流．通电一段时间后，转子就会转到与该导通状态相对应的一个预知位置．完成转子的定位。 转子定位后．根据电机转向，就可知道接下来应触发的逆变器功能器件。这样主控制器发出一系列外同步信号SYA、SYB、SYC(分别与转子位置信号CPA、CPB、CPC对应)．经编码器产生逆变器触发信号．触发逆变器相应功率器件导通。逐步提高外同步信号频率．电机就工作在他控式变频调速同步电动机状态。电机低速时，反电势很小，因此直流电压或逆变器的斩波占空比也应该小；转速增高。等效外施电压也应随之增高．这样才能保证电机既不过流，也不失步。在这个加速
过零检测电路设计指引(5月28日)
文件编号：YK/ZB2-002 版 本 号：1.0 原 理 图 设 计 规 范 一、过零检测电路设计指引 编制/日期： 审核/日期： 会签/日期： 批准/日期： 广东盈科电子有限公司
标记 次数 更改文件号 签名/日期 更改记录过零检测电路设计指引 （发布日期：2011-05-28） 1 范围 本设计指引对过零检测电路的电路原理，各器件的参数计算选择，相关技术要求和实际使用中的有关问题进行了阐述。 本设计指引适用于广东盈科电子有限公司的电控系统过零检测电路的设计。 2 定义 无 3 总述 过零检测的作用就是为给主芯片提供一个标准，这个标准的起点是零电压，可控硅导通角的大小就是依据这个标准。一个好的过零检测电路必须是：保证电源电压过零时，会有一个脉冲信号输出。并且，每个脉冲都有一个基准和过零点的时间一致。 4 典型电路 在家电控制器中我们一般会用到以下几种单片机过零检测电路：变压器后取信号、变压器前取信号（三极管非隔离）、变压器前取信号（光耦隔离）、非隔离过零检测基本电路。在实际应用时，可以根据不同的情况选用不同的方案。 4.1变压器后取信号（模块编号：GL-01） 4.1.1应用范围 此电路主要应用于使用变压器的家用空调控制器中的过零检测。 4.1.2原理及框架
标记 次数 更改文件号 签名/日期 更改记录4.1.3电路说明 图1取信号点在变压器的次级线圈，若未加虚线所示的二极管，经三极管整形后成为方波信号，也可以在变压器后加两个二极管（如图虚线框所示）进行全波整流后再取信号，且不会降低后面的电压（对电压要求高的电路可采用此方案）。 4.1.4关键元器件参数选择 滤波电容C101取值1000PF。 4.1.5使用注意事项 根据干扰情况加RC 滤波（C102、R104），R104取值1K，C102取值1000PF。 4.2变压器前取信号（非隔离）（模块编号：GL-02） 4.2.1应用范围 此电路主要应用于使用可控硅且未隔离的家电控制器中的过零检测。 4.2.2原理及框架
过零检测电路的原理及过零检测电路的优缺点
过零检测电路的原理及过零检测电路的优缺点 过零检测电路的原理 交流电具有方向性，可以通过整流桥整流为脉动直流，再经过光耦隔离后将零点信号输出。或者采用双向光耦的方案，将零点信号输出。这里采用整流桥的方案设计过零检测电路，所设计的电路图如下图所示。 交流电经过整流桥后，变成了脉动直流，交流电的负半周期被翻转为正，在过零点以外的地方都可以使光耦导通，而在零点附近光耦截止。光耦的输出端连接上拉电阻。波形分析如下： 正半周期：光耦的发光二极管导通，输出端导通，输出信号为低电平； 负半周期：光耦的发光二极管导通，输出端导通，输出信号为低电平； 零点附近：光耦的发光二极管截止，输出端截止，输出信号为高电平。 输出波形如下图所示。
从上面的波形可以看出，只要检测到高电平即可判断零点来临，这时候只要控制接触器/继电器的线圈，就能保证触点在交流零点电流最小的时候断开，从而抑制了电弧的产生。多触点起到了良好的保护作用，延长了触点寿命、保障了财物安全。 过零检测电路的优缺点 过零检测电路是抑制电弧的辅助手段，在主控回路中告知处理器零点的来临，处理器及时在电流最小的零点处将主回路断开，最大限度地杜绝了电弧的产生。但是该电路只适用于交流回路，不适用于直流回路。直流控制回路地电弧目前没有非常有效的手段来解决，依然依赖于磁吹、灭弧室、灭弧栅、充惰性气体等方式。 固态继电器虽然是电子式触点，不存在电弧的问题，但是电子式触点过大电流能力有限并且需要加装较大体积的散热片，增加了成本和体积。 总之，电弧是行业问题，不可避免，目前抑制电弧的手段非常有限，行业内的工程师一直在努力的研究抑制电弧的有效办法。 转载于今日头条