西安科技大学运动控制系统大作业

运

动

控

制

系

统

期

中

设

计

班级：自动化1202

学号：1201010202

姓名：刘西洋

1设计任务

1.1初始条件

采用晶闸管三相桥式整流，电机参数：

nom P 500kW,375/min,750,760,0.14nom nom nom n r U V I A R =====Ω,1.82min/,75e s C V r K ==，系统无静差。电流过载倍数5.1=λ，电流滤波时间常数0.002oi T s =，转速滤波时间常数0.02on T s =，0.112m T s =，电流超调量5%i σ≤，空载启动到额定转速时的转速超调量10%n σ≤。调节器输入输出电压**10nm im nm U U U V ===。

1.2设计任务

1.运用工程设计法设计ASR 和ACR ，达到系统指标，得到ASR 与ACR 的结构和参数，电流环设计成典1，并取KT=0.5，转速环设计成典2系统；

2.运用MATLAB 进行仿真，得到仿真结果；

3.设计硬件原理图，并用Protel 画图；

4.给出原理图上每个元件的型号与值，并说明选型依据；

5.系统采用模拟电路或微处理器实现。若微处理器，说明软件流程，并写出核心算法；

2直流双闭环调速系统原理图设计

2.1系统的组成

为了实现在允许条件下的最快启动，关键是要获得一段使电流保持为最大值I的恒流过程。按照反馈控制规律，采用某个物理量的负反馈就可以保持该量dm

基本不变，那么，采用电流负反馈应该能够得到近似的恒流过程。所以，我们希望达到的控制：启动过程只有电流负反馈，没有转速负反馈；达到稳态转速后只有转速负反馈，不让电流负反馈发挥作用。故而采用转速和电流两个调节器来组成系统。

为了实现转速和电流两种负反馈分别在系统中起作用，可以在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）连接，如图1所示。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外面，称作外环。这就组成了转速、电流双闭环调速系统。

图2转速、电流双闭环直流调速系统

图1转速、电流反馈控制直流调速系统原理图

3直流双闭环调速系统调节器设计

运用工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。按照设计多环控制系统先内环后外环的一般原则，从内环开始，逐步向外扩展。在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统的一个环节，再设计转速调节器。

3.1获得系统设计对象

在实际设计过程中，由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可以用一阶惯性环节

T按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在来表示，其滤波时间常数

oi

抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是，让给定信号和反馈信号经过相同的延时，使二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。

由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用on T 表示。根据和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常

数为on T 的给定滤波环节。

所以直流双闭环调速系统应当增加滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。如图2所示。

图2直流双闭环调速系统的实际动态结构框图

3.2数字控制的双闭环直流调速系统的设计

3.2.1数字控制的双闭环直流调速系统模型

系统的动态模型。数字控制的双闭环PWM 调速系统如图3所示。

图3 PWM 控制的双闭环调速系统的结构框图

3.2.2调节器的离散化参数计算

1.确定时间常数

1）整流装置滞后时间常数s T 。三相桥式电路的平均失控时间0.00167s T s 。

2）电流滤波时间常数oi T 。根据初始条件有0.002oi T s =。

3）取电流环调节器采样周期0.001si T s =。

4）电流环小时间常数之和i T ∑。按小时间常数近似处理，取

/20.0042i s oi si T T T T s ∑=++=。

2.选择电流调节器结构

根据设计要求5%i σ≤，并保证稳态电压无差，按典型Ⅰ型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI 型电流调节器，其传递函数：

检查对电源电压的抗扰性能：0.0310.00427.38l i T T s s ∑==，参照典型Ⅰ型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。

3.计算电流调节器参数 电流反馈系数10 1.50.009/N V I V A β≈=。

电流调节器超前时间常数：0.031i l T s τ==。

电流开环增益：要求5%i σ≤时，按表3，取0.5i K T I ∑=，因此

于是，ACR 的比例系数为：

4.校验近似条件

电流环截止频率：1119.0ci K s ω-I ==

1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件

满足近似条件。

2

满足近似条件。

3(1)()i i ACR i K s W s s

ττ+=1

0.50.5119.00.0042i K s T s

-I ∑===1190.0310.140.766750.009

i i s K R K K τβI ??===?111196.1330.0017ci s s T s ω-==>?1350.91ci s ω-==<1180.8ci s ω-==>1

146.53ci S ω-<=

满足近似条件。

按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为 4.3%5%i σ=<，满足设计要求。

5.ACR 的离散化。

由以上计算，可得ACR 的S 域传递函数方程为：

已经确定采样周期为0.001si T s =，将1

1211s z S T z --+=-代入ACR ，计算：

得ACR 的Z 域传递函数方程为：

3.2.3电流环的等效闭环传递函数

电流环经简化后可视作转速环的一个环节，

忽略高次项，()cli W s 可降阶近似为

近似条件:

式中 cn ω——转速开环频率特性的截止频率。

接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为()i U s *，因此电流环在转速环中应等效成 11()10.00841

1cli I

W s S s K ≈=++1

56cn S ω-≤

==1

()()1()1d cli i I I s W s U s s K ββ*=≈+(1)24.71(0.0311)(s)i i ACR i K S S W S S ττ++==22*0.0310.0010.96822*0.0310.001i si i i si T a T ττ--=

==++22*0.0310.98422*0.0310.001

i i i si b T ττ===++1111110.968(z) 1.4611i i ACR i K a Z Z W b Z Z ------==--*(k)I (k)I (k)i a a e =-(k)(k 1) 1.46[e (k)0.968e (k 1)]

d d i i U U =-+--

这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似的等效成只有较小时间常数1I K 的一阶惯性环节。

3.2.4转速调节器的参数计算

1.确定时间常数

1）电流环等效时间常数1I K 。根据上文中0.5I i K T ∑=，则

2）转速滤波时间常数on T 。根据初始条件0.02on T s =。

3）取转速环调节器采样周期0.001si T s =。

4）转速环小时间常数n T ∑。按小时间常数近似处理，取

2.选择转速调节器结构

按照设计要求，选用PI 调节器，其传递函数为

3.计算转速调节器参数 转速反馈系数100.027min/N V n V r α≈=?。

按跟随和抗扰性能都较好的原则，取5h =，则ASR 的超前时间常数为

50.01740.142n n hT s s τ∑==?=

转速开环增益

则ASR 的比例系数为

4.检验近似条件

转速环截止频率为

1）电流环传递函数简化条件为

，满足简化条件。 1220.00420.0084i I T s s K ∑==?=10.00840.020.0284n on I T T s s s K ∑=+=+=(1)()n n

ASR n K s W s s

ττ+=222222151148.782250.0284

N n h K s s h T --∑++=

==??(1)60.009 1.820.11210.252250.0270.140.0284

e m n n h C T K h RT βα∑+???===????11`1159.86

0.13721.9N

cn N n K K s s ωτω--===?=1156.1cn s ω--==>

2）转速环小时间常数近似处理条件为

，满足近似条件。

5.ASR 的离散化。 由以上计算，可得ASR 的S 域传递函数方程为：

已经确定采样周期为0.001si T s =，将11211s z S T z

--+=-代入ACR ，计算：

得ASR 的Z 域传递函数方程为：

6.校核转速超调量

当5h =时，查表得，37.6%10%n σ=>，不能满足设计要求。实际上，由于是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR 退饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR 退饱和的情况计算超调量。

由表查得max 81.2%b C ?=，则

满足设计要求。

表1典型Ⅱ型系统动态抗扰性能指标与参数的关系

1125.7cn s ω--==>max 7600.141.820.02742()()281.2% 1.59.29%10%3750.112n N n b m T C n z C n T σλ∑*???=-=????=<(1)72.2(0.1421)(s)n n ASR n K S S W S S

ττ++==22*0.1420.0010.99322*0.1420.001n sn i n sn T a T ττ--===++22*0.0310.98422*0.0310.001

n i n sn b T ττ===++1111110.993(z)10.2911n n ACR n K a Z Z W b Z Z ------==--*(k)(k)(k)n e n n =-(k)(k 1)10.29[e (k)0.993e (k 1)]

a a n n I I =-+--

4系统仿真

运用Matlab的Simulink来对系统进行模拟仿真。根据图2以及上面计算出的系统参数，可以建立直流双闭环调速系统的动态仿真模型，如图4所示。系统运行，得到系统电流和转速的仿真曲线，分别如图5、6、7所示。

图4直流双闭环调速系统动态仿真模型

图5 理想空载条件下的仿真曲线

图6 负载电流为300A是的仿真曲线

图7 额定负载是的仿真曲线

4.1仿真结果分析

直流双闭环调速系统突加给定电压

U 时由静止状态起动时，转速和电流的

n

动态过程图如图5～7所示。由于在起动过程中转速调节器ASR经历了不饱和、饱和、退饱和三种情况。

5软件设计

调速系统的软件设计由三部分组成：主程序、初始化程序和中断服务子程序。下面将介绍各部分程序的流程图。

5.1主程序

主程序完成实时性要求不高的功能，完成系统初始化后，实现键盘处理、刷新处理与上位计算机和其他外设通信等功能。如图8.1所示

图8.1主程序框图图8.2初始化子程序框图

5.2初始化子程序

初始化程序主要完成硬件器件工作方式的设定、系统运行参数和变量的初始化等。其流程图如图8.2所示。

5.3中断服务子程序

中断服务子程序主要完成实时性强的功能，如故障保护、PWM生成、状态检测和数字PI调节等。中断服务子程序由相应的中断源提出申请，CPU实时响应。

它包括了三种中断服务，其中转速调节中断服务子程序流程图如图9.1所示，电流调节中断服务子程序流程图如图9.2所示，故障保护中断服务子程序流程图如图9.3所示

可以为后面的软件设计理清思路，把准备工作做好那么在后面的软件设计中，将要对模拟PI 调节器进行数字化，再分析对通用定时器、

比较单元、增量式光电编码器接口与捕获单元等功能模块进行介绍和分析。

5.4数字PI 调节器的微机实现方法

在3.3小节中，已经设计好了数字式转速和电流调节器。只要根据上面的程序流程图，再利用计算好的差分方程，将其运用到算法中便可实现，双闭环直流调速系统的计算机控制方法。

程序设计如下：

void PI_n(void) //转速调节输出

{

Error=volt-Feed_n*speed;

Pout=Kp_n*(Error-LastError_n);

Iout=Ki_n*Error*0.01;

Asr_out=LastOut_n+Pout+Iout;

LastError_n=Error;

LastOut_n=Asr_out;

if(Asr_out>10) Asr_out=10;

}

5.5 PWM算法

MSP430系列单片机的Timer结构复杂，功能强大，适合应用于工业控制，如数字化电机控制，电表和手持式仪表的理想配置。它给开发人员提供了较多灵活的选择余地。当PWM 不需要修改占空比和时间时，TimerA 能自动输出PWM，而不需利用中断维持PWM输出。MSP430F149单片机内部含有两个定时器，TA 和TB；TA有三个模块，CCR0-CCR2；TB含有CCR0-CCR67个模块；其中CCR0模块不能完整的输出PWM波形(只有三种输出模式可用);TA可以输出完整的2路PWM波形；TB可以输出6路完整的PWM波形。

定时器4种计数模式：停止、增计数、连续计数、增减计数。

定时器的PWM输出8种模式：

输出模式0 输出模式：输出信号OUTx由每个捕获/比较模块的控制寄存器CCTLx中的OUTx位定义，并在写入该寄存器后立即更新。最终位OUTx直通。

输出模式1 置位模式：输出信号在TAR等于CCRx时置位，并保持置位到定时器复位或选择另一种输出模式为止。

输出模式2 PWM翻转/复位模式：输出在TAR的值等于CCRx时翻转，当TAR的值等于CCR0时复位。

输出模式3 PWM置位/复位模式：输出在TAR的值等于CCRx时置位，当TAR的值等于CCR0时复位。

输出模式4 翻转模式：输出电平在TAR的值等于CCRx时翻转，输出周期是定时器周期的2倍。

输出模式5复位模式：输出在TAR的值等于CCRx时复位，并保持低电平直到选择另一种输出模式。

输出模式6 PWM翻转/置位模式：输出电平在TAR的值等于CCRx时翻转，当TAR值等于CCR0时置位。

输出模式7 PWM复位/置位模式：输出电平在TAR的值等于CCRx时复位，当TAR的值等于CCR0时置位。

定时器B在增减模式下输出：

图10 定时器增减模式下输出

死区时间=计数时钟周期 (TBCLA-TBCL1)

PWM程序设计：

定时器B初始化：

TBCTL|=CNTL_3+TBSSEL_2+ID_3+MC_3+TBCLR+TBIE;//定时器输出PWM，清除

TBCCTL1|=OUTMOD_6;//选择模式6

TBCCTL2|=OUTMOD_2;//选择模式2

TBCCR0=50; //PWM周期

在主函数中只需给定TBCCR0和TBCCR1，单片机的P4.0和P4.1就会按照给定输出PWM波。

6硬件电路设计

1.主电路采用二极管不可控整流，逆变器采用带续流二极管的开关管MOSFET构成H型双极式控制可逆PWM变换器;

2. 速度调节器和电流调节器采用数字PI调节器;

3. 主电源：可以选择三相交流380V供电,经变压器和二极管整流后得到直流电;

4. 控制电路：采用MSP430F149单片机;

5. 驱动电路：采用两个IR2110驱动四个MOSFET管;

6.保护电路：采用电压互感器，检测电压；

7. 转速反馈和电流反馈：转速检测用光电编码器，电流检测采用电流互感器。

图11 总体设计框图

6.1主电路设计

主电路的设计：主电路输入为380V交流电压，经过变压器再由6个二极管构成三相整流桥，主电路参数计算包括滤波电容计算、功率开关管MOSFET 的选择及各种保护装置的计算和选择等。根据题设要求设置开关频率为10KHz，由于电机功率为744.2KW较大，考虑到泵升电压的因素，所以选择滤波电容为220uF。

图12 主电路

6.2驱动电路

该驱动电路采用了IR2110集成芯片，该集成电路具有较强的驱动能力和保护功能。

（1）IR2110引脚功能：

引脚1（LO）与引脚7（HO）：对应引脚12以及引脚10的两路驱动信号输

出端，使用中，分别通过一电阻接主电路中下上通道MOSFET的栅极。

引脚2（COM）：下通道MOSFET驱动输出参考地端，使用中，与引脚13（VHH）直接相连，同时接主电路桥臂下通道MOSFET的源极。

引脚3（VCC）：直接接用户提供的输出极电源正极，并且通过一个较高品质的电容接引脚2。

引脚5（Vs）：上通道MOSFET驱动信号输出参考地端，使用中，与主电路中上下通道被驱动MOSFET的源极相通。

引脚6（VB）：通过一阴极连接到该端阳极连接到引脚3的高反压快恢复二极管，与用户提供的输出极电源相连，对VCC的参数要求为大于或等于—0.5V，而小于或等于+20V。

引脚9（VDD）：芯片输入级工作电源端，使用中，接用户为该芯片工作提供的高性能电源，为抗干扰，该端应通过一高性能去耦网络接地，该端可与引脚3（VCC）使用同一电源，也可以分开使用两个独立的电源。

引脚10（HIN）与引脚12（LIN）：驱动逆变桥中同桥臂上下两个功率MOS 器件的驱动脉冲信号输入端。应用中，接用户脉冲形成部分的对应两路输出，对此两个信号的限制为VHH-0.5V至VCC+0.5V，这里VHH 与VCC分别为连接到IR2110的引脚13（VHH）与引脚9（VDD）端的电压值。

引脚11（SD）：保护信号输入端，当该引脚为高电平时，IR2110的输出信号全部被封锁，其对应的输出端恒为低电平，而当该端接低电平时，则IR2110的输出跟随引脚10与12而变化。

引脚13（VHH）：芯片工作参考地端，使用中，直接与供电电源地端相连，所有去耦电容的一端应接该端，同时与引脚2直接相连。

引脚8、引脚14、引脚4：为空引脚。如下图所示

图13 IR2110接线图

IR2110采用HVIC 和闩锁抗干扰CMOS 工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；逻辑输入与标准的CMOS 输出兼容；浮置电源采用自举电路，其工作电压可达500V ，du/dt=±50V/ns ，在15V 下的静态功耗仅有1.6mW ；输出的栅极驱动电压范围为10～20V ，逻辑电源电压范围为5～15V ，逻辑电源地电压偏移范围为－5V ～＋5V 。IR2110采用CMOS 施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。推挽式驱动输出峰值电流≥2A ，负载为1000pF 时，开关时间典型值为25ns 。两路匹配传输导通延时为120ns ，关断延时为94ns 。IR2110的脚10可以承受2A 的反向电流。

6.3转速检测：光电编码器

转速检测回路利用光电编码器将转速直接转换成数字信号送入单片机进行处理。 编码器是把角位移或直线位移转换成电信号的一种装置。前者成为码盘，后者称码尺．按照读出方式编码器可以分为接触式和非接触式两种．接触式采用电刷输出，一电刷接触导电区或绝缘区来表示代码的状态是“1”还是“0”；非接触式的接受敏感元件是光敏元件或磁敏元件，采用光敏元件时以透光区和不透光区来表示代码的状态是“1”还是“0”。

增量式光电编码器的工作原理是是由旋转轴转动带动在径向有均匀窄缝的主光栅码盘旋转，在主光栅码盘的上面有与其平行的鉴向盘，在鉴向盘上有两条彼此错开90度相位的窄缝，并分别有光敏二极管接收主光栅码盘透过来的信号。工作时，鉴向盘不动，主光栅码盘随转子旋转，光源经透镜平行射向主光栅码盘，通过主光栅码盘和鉴向盘后由光敏二极管接收相位差90度的近似正弦信号，再由逻辑电路形成转向信号和计数脉冲信号。为了获得绝对位置角，在增量式光电编码器有零位脉冲，即主光栅每旋转一周，输出一个零位脉冲，使位置角清零。利用增量式光电编码器可以检测电机的速度。

转速检测的精度和快速性对电机调速系统的静、动态性能影响极大。为了在较宽的速度范围内获得高精度和快速的数字测速，本设计使用每转100线的光电编码器作为转速传感器，它产生的测速脉冲频率与电机转速有固定的比列关系，单片机对该频率信号采用M 法测速处理。

本设计中，用单片机定时器捕捉端口的电平跳变并计数，定时产生中断并计算转速：转速=C T Z //60计数值 。

6.4电流检测：电流互感器

用于直流电流量值变换的互感器。它利用铁心线圈中铁心受直流和交流电流共同磁化时的非线性和非对称性，通过整流电路，将通过线圈的直流大电流按匝数反比变换成直流小电流。

在本设计中采用变比为400:5的电流互感器（LMZJ1-400/5）。在经过单片机A/D 转换采集端口电压，再经换算得到实际电流：实际电流=端口电压X80。

6.5保护电路：电压互感器、熔断器

在系统中，过高的泵升电压将超过电力电子器件的耐压限制值。在大容量或负载有较大惯量的系统中，不可能只靠电容器来限制电压，使用开关器件控制能量释放回路，当测得的电压大于泵升电压最大值，单片机控制辅助开关器件开通，使制动过程中多余的动能以铜耗的形式消耗在放电电阻R10中。还有在突加交流电源时，大电容滤波电容C相当于短路，会产生很大的充电电流，容易损坏整流二极管。为了限制充电电流，在整流器和滤波电容之间串入限流电阻R11。合上电源后，经过延时或直流电压达到一定值时，闭合接触器触点K2把电阻R11短路，以避免在运行中附加损耗。在变压器原边使用熔断器作保护电路。

电压互感器工作原理与变压器相同，基本结构也是铁心和原、副绕组。特点是容量很小且比较恒定，正常运行时接近于空载状态。其本身的阻抗很小，一旦副边发生短路，电流将急剧增长而烧毁线圈。为此，电压互感器的原边接有熔断器，副边可靠接地，以免原、副边绝缘损毁时，副边出现对地高电位而造成人身和设备事故。

在本设计中采用变比为100：1的电压互感器检测泵升电压。在经过单片机A/D转换采集端口电压，再经换算得到实际电压。当实际电压大于最大泵升电压时，单片机控制开关器件MOSFET开通。如下图所示：

图14 保护电路

6.6主电路参数计算

6.6.1 变压器二次侧电压U 2的计算

U 2是一个重要的参数，一般可按下式计算，即：

式中:

A--理想情况下，α=0°时整流电压U d0与二次电压U 2之比，即A=U d0/U 2；B--延迟角为α时输出电压U d 与U d0之比，即B=U d /U d0；

ε--电网波动系数；

1~1.2——考虑各种因数的安全系数；

根据设计要求，由手册查得 A=2.34；取ε = 0.9；α角考虑10°裕量，则 B= cos α = 0.985 2(1~1.2)7500.90.985)362~434(V)U =??=

取2400U V =,所以变压器变比12/380/4000.95K U U ===。

6.6.2 一次、二次相电流I 1、I 2的计算

整流变压器一次、二次相电流与负载电路d I 之比分别为：

11/I d K I I =

22/I d K I I =

考虑变压器的励磁电流时，1I 应乘以1.05左右的倍数，即：

111.05(K *I )/K I d I =

对于三相全控整流电路10.816I K =，20.816I K =，可得：

()d

2U U = 1~1.2A εB

6.6.3 变压器容量的计算

1111380685.4781.363KV S mU I A ??===

1222380620.2707.033KV S m U I A ??===

()120.50.5781.36707.03744.2S S S KVA =+=+=（）

式中m 1、m 2 --一次侧与二次侧绕组的相数；

对于三相全控桥整流电路m 1=3，m 2=3。

6.6.4 晶闸管参数计算

晶闸管实际承受的最大峰值电压m U ，并考虑（2～3）倍的安全裕量，参照

标准晶闸管电压等级，即可确定晶闸管的额定电压TN U ，即TN U =（2～3）m U

在三相全控桥式整流电路，每个晶闸管所承受的最大峰值电压为2m U ，则

2(2~3)(2~(2~4001959.6~2939.4(V)TN m U U ====

这里取2500TN U V =。

选择晶闸管额定电流的原则是必须使管子允许通过的额定电流有效值TNI 大于实际流过管子电流最大有效值TI ，即:

(AV)1.57TN T T I I I =>

考虑到1.5～2倍的裕量，得：

(AV)(1.5~2)K (1.5~2)KI (1.5~2)0.957601083~1444(A)T d n I I ===??= 取1200T I A =。

6.6.5 平波电抗器的设计

为了使直流负载得到平滑的直流电流，通常在整流输出电路中串入带有气隙的铁心电抗器L D ，称平波电抗器。其主要参数有流过电抗器的电流一般是已知的，因此电抗器参数计算主要是电感量的计算。

电动机电感量L D （单位为mH ）可按下式计算：

3D D d D

U L =K 102pnI ? 式中U D 、I D 、n －直流电动机电压、电流和转速，常用额定值代入；

p －电动机的磁极对数；

I1d

1K I 0.816760I = 1.05 = 1.05 = 685.4A K 0.95

′2I2d I = K I = 0.816760 = 620.2A ′