开关电源反馈电路

电流型开关电源中电压反馈电路的设计

2007-11-29 09:35:15| 分类：电源| 标签：|字号大中小订阅

尚修香侯振义空军工程大学电讯工程学院

在传统的电压型控制中，只有一个环路，动态性能差。当输入电压有扰动时，通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。因此，在要求输出电压的瞬态误差较小的场合，电压型控制模式是不理想的。为了解决这个问题，可以采用电流型控制模式。电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器，使系统的性能具有明显的优越性。电流型控制方法的特点如下:

1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性；

2、很高的输出电压精度；

3、具有内在对功率开关电流的控制能力；

4、良好的并联运行能力。

由于反馈电感电流的变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。电压反馈回路中，误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接控制功率开关通断的占空比，所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时，电压反馈电路的设计。

一、uc3842简介

图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。其内部基准电路产生＋5V基准电压作为UC3842内部电源，经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准，并可作为电路输出5V/50mA的电源。振荡器产生方波振荡，振荡频率取决于外接定时元件，接在4脚与8脚之间的电阻R与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率，f=1.8/RC。反馈电压由2脚接误差放大器反相端。1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性，6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。3脚为电流检测端，用于检测开关管的电流，当3脚电压≥1V时，UC3842就关闭输出脉冲，保护开关管不至于过流损坏。UC3842PWM 控制器设有欠压锁定电路，其开启阈值为16V，关闭阈值为10V。正因如此，可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡。

图1UC3842的内部结构框图如下：

UC3842具有以下特点：

1、管脚数量少，外围电路简单，价格低廉；

2、电压调整率很好；

3、负载调整率明显改善；

4、频响特性好，稳定幅度大；

5、具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。

UC3842具有良好的线性调整率，因为输入电压Vi 的变化立即反应为电感电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度，再增加一级输出电压Vo至误差放大器的控制，能使线性调整率更好；可明显地改善负载调整率，因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压

变化，特别使轻负载时电压升高的幅度大大减小。误差放大器的外电路补偿网络得到简化，稳定度提高并改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。电流限制电路得到简化，由于电阻上感应出尖峰电感电流，故能自然形成逐个脉冲限制电路，只要Rs上电平达到1V，PWM就立即关断，而且这种峰值电感电流检测技术可以灵敏地限制输出的最大电流。

二、UC3842常用的电压反馈电路

1．输出电压直接分压作为误差放大器的输入

输出电压Vo经两电阻分压后作为采样信号，输入UC3842脚2（误差放大器的反向输入端）。如图2。

图2 输出电压直接分压采样

这种电路的优点是采样电路简单，缺点是输入电压和输出电压必须共地，不能做到电气隔离。势必引起电源布线的困难，而且电源工作在高频开关状态，容易引起电磁干扰，必然带来电路设计的困难，所以这种方法很少使用。

2. 辅助电源输出电压分压作为误差放大器的输入

单端反激式变压器T的辅助绕组上产生的感应电压随着输出电压升高而升高，该电压经过整流、滤波和稳压网络后得到一直流电压，给UC3842供电。同时该电压经两电阻分压后作为采样电压，送入

UC3842的脚2。

当UC3842启动后，若反馈绕组不能提供足够的UF，电路就会不停地起动，出现打嗝现象。另外，根据笔者的经验，若UF大于17.5V时，也会引起UC3842工作异常，导致输出脉冲占空比变小，输出电压变低。故而反馈绕组匝数的选取及其缠绕是非常重要的，一般可按13～15V设计，使UC3842

正常工作时，7脚的电压维持在13V左右。

这种电路的优点是采样电路简单，副边绕组、原边绕组和辅助绕组之间没有任何的电气通路，容易布线。缺点是并非从副边绕组直接得到采样电压，稳压效果不好，实验中发现，当电源的负载变化较大时，基本上不能实现稳压。该电路适用于针对某种固定负载的情况。

3．采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压

如图4所示，该开关电源的电压采样电路有两路：一是辅助绕组的电压经D1，D2，C1，C2，C3，R9组成的整流、滤波和稳压后得到16V的直流电压给UC3842供电，另外，该电压经R2及R4分压后得到一采样电压，该路采样电压主要反映了直流母线电压的变化；另一路是光电耦合器、三端可调稳压管Z 和R4，R5，R6，R7，R8组成的电压采样电路，该路电压反映了输出电压的变化；当输出电压升高时，经电阻R7及R8分压后输入Z的参考电压也升高，稳压管的稳压值升高，流过光耦中发光二极管的电流减小，流过光耦中的光电三极管的电流也相应的减小，误差放大器的输入反馈电压降低，导致UC3842脚6输出驱动信号的占空比变小，于是输出电压下降，达到稳压的目的。

该电路因为采用了光电耦合器，实现了输出和输入的隔离，弱电和强电的隔离，减少了电磁干扰，抗干扰能力较强，而且是对输出电压采样，有很好的稳压性能。缺点是外接元器件增多，增加了布线的困难，增加了电源的成本。

4．线性光耦改变误差放大器增益电压反馈电路

为了满足负载变化较大时的供电要求。提高输出电压的稳定度，设计了一种从副边绕组输出端取样进行反馈控制的电路。电路如图4所示：电压采样及反馈电路由光耦PC8I7、TL431及与之相连的阻容网络构成。其控制原理如下：输出电压经RIJ、R?分压后得到采样电压，此采样电压与TL431提供的2．5 V参考电压进行比较。当输出电压正常(5 V)时，采样电压与TL431提供的2．5V参考电压相等，则TL431的K极电位不变。流过光耦二极管的电流不变，流过光耦CE的电流不变。UC3842的脚1电位稳定，输出驱动的占空比不变，输出电压稳定在设定值不变。当输出5 V电压因为某种原因偏高时，经分压电阻RIJ、R?分压值就会大于2．5 V，则TL431的K极电位下降，流过光耦二极管的电流增大，则流过光耦CE的电流增大。UC3842的脚1电位下降，脚6输出驱动脉冲的占空比下降，输出电压降低，这样就完成了反馈稳压的过程。在使用UC3842来控制开关电源的占空比时，常规的用法是在UC3842的脚1、2之间加R 网络，用光耦和TL431等元件组成电源的反馈控制回路，把光耦的C极接到UC3842的脚2作为输出电压的反馈。图5所示的电路没有采用这种接法，而是把光耦的C极直接连到UC3842的脚1作为输出的电压反馈，脚2直接接地。UC3842的脚2是其内部误差放大器的反向输入端，脚1是误差放大器的输出端。这种接法略过了UC3842内部的放大器，这是因为放大器用作信号传输时都有它的传输时间，输出与输入并不是同时建立，不用UC3842的内部放大器。其好处是把反馈信号的传输耗时缩短了一个放大器的传输时间，从而使电源的动态响应更快。另外，TL431内部本身就有一个高增益误差放大器，只不过它与高压侧隔离了，因此反馈信号经TL431内的放大器和光耦后直接控制UC3842内部误差放大器的输出端(脚1)，其控制精度并不会降低。而使用UC3842内部误差放大器，则反馈信号连续通过了两个高增益误差放大器，增加了传输时间。该电路通过输出端采样然后通过光电隔离反馈到UC3842的脚1，略过了UC3842内部的放大器，缩短了传输时间使电源的动态响应更快。同时利用TL431内部的高增益误差放大器，保证了高

控制精度。这种电路拓扑结构简单、外接元件较少，而且在电压采样电路中采用了三端可调电压基准，使得输出电压在负载发生较大的变化时，输出电压基本上没有变化。实验证明该电路具有很好的稳压效果。

如图5所示，该电压采样及反馈电路由R2，R5，R6，R7，R8，C1，光电耦合器、三端可调稳压管Z组成。当输出电压升高时，输出电压经R7及R8分压得到的采样电压（即Z的参考电压）也升高，Z的稳压值也升高，流过光耦中发光二极管中的电流减小，导致流过光电三极管中的电流减小，相当于C1并联的可变电阻的阻值变大（该等效电阻的阻值受流过发光二极管电流的控制），误差放大器的增益变大，导致UC3842脚6输出驱动信号的占空比变小，输出电压下降，达到稳压的目的。当输出电压降低时，误差放大器的增益变小，输出的开关信号占空比变大，最终使输出电压稳定在设定的值。因为，UC3842的电压反馈输入端脚2接地，所以，误差放大器的输入误差总是固定的，改变的是误差放大器的增益（可将线性光耦中的光电三极管视为一可变电阻），其等效电路图如图6所示。

该电路通过调节误差放大器的增益而不是调节误差放大器的输入误差来改变误差放大器的输出，从而改变开关信号的占空比。这种拓扑结构不仅外接元器件较少，而且在电压采样电路中采用了三端可调稳压管，使得输出电压在负载发生较大的变化时，输出电压基本上没有变化。实验证明与上述三种反馈电路相比，该电路具有很好的稳压效果。

三、结语

可以根据具体要求选取不同的反馈方式。但对于多路输出的反馈电路，由于对于每个输出应用场合的不同，要求输出精度不同，所以在反馈中各个正极性输出端占反馈量的比例也不同。要根据具体要求具体设计以满足应用要求，例如要求输出+5v +12v两种正电压时，由于前者经常用于精度比较高的场合，所以在反馈中占的比例比较大，可取为60%，而后者取为40%。由于有多路输出，故在副边绕组中可以采用叠加技术，以减少变压器绕组匝数。