双闭环直流电动机控制系统设计

电力拖动自动控制系统实习报告

题目双闭环直流电动机控制系统设计

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目录

1 课程设计任务： (3)

1.1 初始条件及要求 (4)

1.2 设计任务 (4)

2 方案确定 (4)

2.1 方案选定 (4)

2.1.2 桥式可逆PWM变换器的工作原理 (6)

2.1.3 系统控制电路图 (8)

2.1.4 双闭环直流调速系统的静特性分析 (9)

2.1.5双闭环直流调速系统的稳态结构图 (10)

3 硬件电路设计及参数选择 (11)

3.1 硬件电路设计 (11)

3.1.1整流变压器选择： (11)

3.1.2 转速调节器ASR电路 (12)

3.1.3 电流调节器ACR电路 (12)

3.1.4 PWM脉宽控制电路 (13)

3.2 系统参数的选取 (15)

3.2.1 PWM变换器滞后时间常数Ts (15)

3.2.2 电流滤波时间常数和转速滤波时间常数 (15)

3.2.3 反馈系数的确定 (15)

3.2.4 电流调节器ACR的设计 (15)

3.2.5 速度调节器ASR设计 (18)

4 采用MATLAB对系统进行仿真 (21)

4.1 原理框图设计 (21)

4.1.1 电流环原理图 (21)

4.1.2 转速环原理图 (21)

4.1.3转速、电流双闭环直流调速系统原理图 (22)

4.2 仿真结果 (23)

4.2.1电流环仿真结果 (23)

4.2.2转速环仿真结果 (24)

4.2.3转速环抗负载扰动仿真结果 (24)

4.3 仿真结果分析 (25)

5 设计心得体会 (25)

参考文献 (26)

附录：系统总电路原理图 (27)

摘要

本文设计了一套实验用双闭环直流调速系统，详细介绍了系统主电路、反馈电路、触发电路及控制电路的具体实现。对系统的性能指标进行了实验测试，表明所设计的双闭环调速系统运行稳定可靠，具有较好的静态和动态性能，达到了设计要求。采用MATLAB软件中的控制工具箱对直流电动机双闭环调速系统进行计算机辅助设计，以此验证设计的调速系统是否可行.

转速、电流双闭环控制直流调速系统是性能好、应用最广的直流调速系统。它具有动态响应快、抗干扰能力强等优点。它对于被反馈环的前向通道上的一切扰动作用都能有效的加以抑制。采用转速负反馈和PI调节器的单闭环的调速系统可以再保证系统稳定的条件下实现转速无静差。本设计是以直流PWM控制调速系统进行调速，采用转速调节器ASR、以及电流调节器ACR并用PI调节器进行校正，对反馈信号进行采集，处理起到无静差效果。用二极管进行整流，以及滤波，通过驱动电路的作用得到可靠的导通和关断，并用霍尔传感器对电流取样进而反馈至电流调节器，系统同时设有过流保护，为此达到双闭环直流调速。

关键词：双闭环直流调速 PWM MATLAB

1 课程设计任务：

（1）双闭环直流电动机控制系统设计

分析系统工作原理，进行系统总体设计。

分析设计出控制系统框图，控制系统动态结构图，控制系统稳态结构图。

（2）双闭环直流电动机控制系统原理图设计

根据系统框图和任务分解结果，进行典型环节和模块电路的设计。

设计转速电流环电路，触发电路驱动控制电路的选型设计（模拟触发电路、集成触发电路、数字触发器电路均可），控制主电路元部件的确定及其参数计算（包括有变压器、电力电子器件、平波电抗器与保护电路等），检测及给定电路。

（3）控制系统各单元参数测试和计算

测出各环节的放大倍数及时间常数，在确定调速范围D=１０时比较开环、单环和双环时的动态响应。

（4）PID控制算法的确定

以仿真结果或实验结果为根本依据，结合理论，确定合理的PID控制策略和控制参数。（5）MATLAB仿真验证

利用MATLAB下的SIMULINK软件进行系统仿真，同时将结果在示波器上显示出来，以验证设计的正确性。

1.1 初始条件及要求

由课程设计任务书给出的初始条件：

直流电动机：min /375,760,750r n A I V U N N N ===，允许过载倍数5.1=λ； 时间常数：S T S T m L 112.0031.0==， PWM 环节的放大倍数：75=S K 电枢回路总电阻：,14.0Ω=R

调节器输入输出电压：V U U im nm 10*

*

==

稳态指标：在负载和电网电压的扰动下稳态无静差

动态指标：电流超调量，%5≤i σ空载启动到额定转速时的转速超调量%10≤n σ

1.2 设计任务

1）系统参数的设计 2）电流环的设计 3）速度环的设计 4）绘制系统的主电路图

根据任务要求可知本设计为双闭环的PWM 调速系统。完成整个系统电路需要分为五大模块电路设计，它们分别为：ASR 及其反馈电路设计、ACR 及其反馈电路设计、驱动电路设计、PWM 产生电路设计和反馈检测电路设计。

2 方案确定

2.1 方案选定

直流双闭环调速系统的结构图如图1所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM 装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。 总体方案简化图如图1所示。

图1 双闭环调速系统的结构简化图

用双闭环转速电流调节方法，虽然相对成本较高，但保证了系统的可靠性能，保证了对生产工艺的要求的满足，既保证了稳态后速度的稳定，同时也兼顾了启动时启动电流的动态过程。在启动过程的主要阶段，只有电流负反馈，没有转速负反馈，不让电流负反馈发挥主要作用，既能控制转速，实现转速无静差调节，又能控制电流使系统在充分利用电机过载能力的条件下获得最佳过渡过程，很好的满足了生产需求。

图2直流PWM传动系统结构图

直流PWM控制系统是直流脉宽调制式调速控制系统的简称，与晶闸管直流调

速系统的区别在于用直流PWM变换器取代了晶闸管变流装置，作为系统的功率驱

动器，系统构成原理如图2所示。其中属于脉宽调制调速系统主要由调制波发生器GM、脉宽调制器UPM、逻辑延时环节DLD和电力晶体管基极的驱动器GD和脉宽调制（PWM）变换器组成，最关键的部件为脉宽调制器。

如图3所示，这时，启动电流成方波形，而转速是线性增长的。这是在最大电流（转矩）受限的条件下调速系统所能得到的最快的起动过程。

图3调速系统启动过程的电流和转速波形

2.1.2 桥式可逆PWM变换器的工作原理

脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。

U的极性随开关器件桥式可逆PWM变换器电路如图4所示。这是电动机M两端电压

AB

驱动电压的极性变化而变化。

图4 桥式可逆PWM变换器电路

双极式控制可逆PWM变换器的四个驱动电压波形如图5所示。

O

O

O

O

U g1

U g2

U

-Us

i d

图5 PWM 变换器的驱动电压波形

他们的关系是：1423g g g g U U U U ==-=-。在一个开关周期内，当0on t t ≤<时，晶体管1VT 、4VT 饱和导通而3VT 、2VT 截止，这时AB s U U =。当on t t T ≤<时，1VT 、4VT 截止，但3VT 、2VT 不能立即导通，电枢电流d i 经2VD 、3VD 续流，这时AB s U U =-。AB U 在一个周期内正负相间，这是双极式PWM 变换器的特征，其电压、电流波形如图2所示。电动

机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄上。当正脉冲较宽时，2

on T

t >，则AB U 的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较窄时，则反转；如果正负脉冲相等，2

on T

t =，平均输

出电压为零，则电动机停止。

双极式控制可逆PWM 变换器的输出平均电压为

21on on on d s s t T t t U U U T T T -??=

-=- ???

如果定义占空比on

t T

ρ=

，电压系数d s U U γ=

则在双极式可逆变换器中

21γρ=-

调速时，ρ的可调范围为0～1相应的1~1γ=-+。当1

2

ρ>时，γ为正，电动机正转；当12ρ<

时，γ为负，电动机反转；当1

2

ρ=时，0γ=，电动机停止。但电动机停止时电枢电压并不等于零，

而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，

不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。

双极式控制的桥式可逆PWM 变换器有以下优点： 1）电流一定连续。

2）可使电动机在四象限运行。

3）电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。

4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。 控制电路如下所示。主要组成部分有信号设定（频率给定、给定积分器）、正弦参考信号幅值和频率控制电路（绝对值运算器、压控振荡器、函数发生器、极性鉴别器）、PWM 波发生器（三相正弦波发生器、锁相环、三相波载波发生器、比较器）及与主电路相隔离的电压/电流检测回路、驱动回路及保护回路。

2.1.3 系统控制电路图

控制电路如下所示。主要组成部分有信号设定（频率给定、给定积分器）、正弦参考信号幅值和频率控制电路（绝对值运算器、压控振荡器、函数发生器、极性鉴别器）、PWM 波发生器（三相正弦波发生器、锁相环、三相波载波发生器、比较器）及与主电路相隔离的电压/电流检测回路、驱动回路及保护回路

通用型PWM 变频器原理图框图

2.1.4 双闭环直流调速系统的静特性分析

由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电压平衡方程如下

d

s d di U Ri L

E dt

=++ (0)on t t ≤<. d

s d di U Ri L

E dt

=++ ()on t t T ≤< 按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是d s U U γ=，平均电流用d I 表示，平均转速/e n E C =，而电枢电感压降

d

di L

dt

的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成 s d d e U RI E RI C n γ=+=+

则机械特性方程式

0s

d d e

e e

U R R n I n I C C C γ=

-

=- 2.1.5 双闭环直流调速系统的稳态结构图

首先要画出双闭环直流系统的稳态结构图如图4所示，分析双闭环调速系统静特性的关

键是掌握PI 调节器的稳态特征。一般存在两种状况：饱和——输出达到限幅值；不饱和——输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，相当与使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI 作用使输入偏差电压在稳态时总是为零。

图6双闭环直流调速系统的稳态结构框图

实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。

为了获得近似理想的过度过程，并克服几个信号综合于一个调节器输入端的缺点，最好的方法就是将被调量转速与辅助被调量电流分开加以控制，用两个调节器分别调节转速和电流，构成转速、电流双闭环调速系统。所以本文选择方案二作为设计的最终方案。图7为双闭环直流调速系统原理.

图7 双闭环直流调速系统原理图

3 硬件电路设计及参数选择

3.1 硬件电路设计

3.1.1整流变压器选择：

a) 计算变压器二次侧电压U 2：

B A U U dN ε/)2.1~1.1(2=

其中A 为理想情况下

0=α时整流电压U d0和二次侧电压U 2的比值，这个值对于三相全波整流电路来说等于2.34；

ε为考虑电源电压波动引入的系数，一般可取0.9~0.95；

B 为移相角为α时输出电压U d 和U d0之比，即B=cos α，计算时可取

10=α

b) 计算变压器二次侧电流I 2：

N I I 816.02=

c) 计算变压器视在功率S N =3U 2I 2

d) 变压器一次侧电压由供电电源决定，一般为U 1=220V ，一次侧电流I 1=S N /U 1 2. 晶闸管选择（或二极管选择）

a) 晶闸管（二极管）额定电压计算：

承受的最大正、反向电压为232U U T ?=，晶闸管额定电压可取为（2-3）U T 。

b) 晶闸管（二极管）额定电流计算

晶闸管的通态平均电流dm T I I 368.0=，晶闸管额定电流取为（1.5-2）I T 。 c) 三相全桥晶闸管整流器放大倍数计算

2034.2U U d =为电机最大电枢电压。

ctm d s U U K /0=，U ctm 为晶闸管触发装置控制电压最大值。

3.1.2 转速调节器ASR 电路

设计中采用运算放大器TL082作为系统转速调节器电路，如图8所示，给定电压由正负

10V 电源加在两个电位器上构成，通过调节电位器R11、R22即可调节给定电压的大小，在经过电压跟随器加到速度调节器上。图中稳压二极管D3、D4配合构成限幅器限制ASR 输出的最大电压，保证了系统在启动过程中电机能够在最大转矩下安全的恒流启动。实现饱和非线性控制。

图8 转速调节器ASR 电路

3.1.3 电流调节器ACR 电路

电流环调节器硬件电路是如图9所示的PI 调节器。同速度调节器，D1、D2构成限幅电路，当电动机过载甚至堵转时，限制电枢电流的最大值，起到堵转以及过流保护作用。ASR 的输出作为给定信号加在*

i U 端，反馈的电流信号加在UiF 端。

图9 电流调节器ACR电路

电流检测部分采用霍尔传感器检测出主回路中的电流，送入电流调节器的电流反馈输入端。通过调节电位器R20即可调节 的值到适当的大小。电流检测电路如图10所示。

图10 电流检测电路

3.1.4 PWM脉宽控制电路

如图21所示为PWM脉宽控制电路，控制电压Uc控制SG3524输出两路带死区互补的PWM波，通过控制电压Uc的大小控制占空比的大小。然后一路PWM波连接U5的HIN和U7的LIN，另一路PWM波其通过SN74LS04反相连接U7的LIN和U5的HIN，这样就共同通过一片SG3524驱动两路半桥电路，实现全桥驱动。

图11 PWM脉宽控制电路

SG3524介绍和电路参数设定如下：

SG3524的基准源属于常规的串联式线性直流稳压电源,它向集成块内部的斜波发生器、PWM比较器、T型触发器等以及通过16脚向外均提供+5V的工作电压，基准电压振荡器先产生0.6V-3.5V的连续不对称锯齿波电压Vj,再变换成矩形波电压,送至触发器、或非门,并由3脚输出。

本设计采用集成脉宽调制器SG3524作为脉冲信号发生的核心元件。根据主电路中MOSFET的开关频率，选择适当的RT、CT值即可确定振荡频率。振荡器频率由SG3524的6脚、7脚外接电容器CT和外接电阻器RT决定,其为:f=1.15/RTCT。

由初始条件知，开关频率为10kHz，可以选择RT=12kΩ，CT=0.01uF。两路输出单独使用时，输出脉冲占空比为0%~45%，脉冲频率为振荡频率的一半。两路输出并联使用才能使输出脉冲占空比为0%~90%，脉冲频率为振荡频率。

IR2110介绍与电路参数设定如下：

MOSFET驱动采用了集成芯片IR2110，IR2110采用HVIC和闩锁抗干扰CMOS工艺制作，具有独立的高端和低端输出通道；逻辑输入与标准的CMOS输出兼容；浮置电源采用自举电路，其工作电压可达500V，du/dt=±50V/ns，在15V下的静态功耗仅有1.6mW；输出的栅极驱动电压范围为10～20V，逻辑电源电压范围为5～15V，逻辑电源地电压偏移范围为－5V～＋5V。IR2110采用CMOS施密特触发输入，两路具有滞后欠压锁定。

因SG3524振荡频率为10KHz，电容C35和C45大小取1uF。且为了防止IR2110驱动的半桥直通，反相器需有一定的时间裕量，保证同一路IR2110两互补信号有死区，在这里用SN74LS14构成的反相器可以满足要求

3.2 系统参数的选取

3.2.1 PWM 变换器滞后时间常数Ts

PWM 控制与变换器的动态数学模型和晶闸管触发与整流装置基本一致。当控制电压Uc 改变时，PWM 变换器输出平均电压Ud 按现行规律变化，但其响应会有延迟，最大的时延是一周开关周期T 。

PWM 装置的延迟时间T Ts ≤，一般选取 f

1

Ts =

=0.0002s (3) 其中，f ------开关器件IGBT 的频率，取5K. 3.2.2 电流滤波时间常数和转速滤波时间常数

PWM 变换器电流滤波时间常数的选择与晶闸管控制电路有所区别，这里选择电流滤波时间常数

0.002s m s 2Toi ==

(4)

根据所有发电机纹波情况 s 02.0Ton = 3.2.3 反馈系数的确定

转速反馈系数 r m i n /V 267.00375

10

n U max *nm ?===α

(5)

电流反馈系数 A /V 0088.0760

5.110I U dm *im =?==β

(6)

3.2.4 电流调节器ACR 的设计 3.2.

4.1 电流环小时间常数计算

按小时间按常数近似处理，i T ∑取

s 022.0002.0000.002Ts Toi i T =+=+=∑

(7)

3.2.

4.2 电流调节器结构选择

根据设计要求%5i ≤δ，并保证稳态时在电网电压的扰动下系统无静差，可以按典型I 型系统设计电流调节器，电流环控制对象是双惯性的，因此可以采用PI 调节器，其传递函数可见式（8）。

s

s i i i ACR 1s W ττ）（）（+K =

(8)

检查对电源电压的抗扰性能：14.1022

.00031.0T T i l ==∑，分析可知，各项指标都是可以接受的。

3.2.

4.3 电流调节器参数计算

电流调节器超前时间常数：s 031.0T l i ==τ。

电流环开环增益：要求%5i ≤δ，根据典型I 型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系可知，应取5.0T K i I =∑，因此

1i I s 3.227022

.005

.0T .50K -∑===

(9)

于是，ACR 的比例系数为

5.10088

.07514

.0031.03.227s i I i =???=K K =

K βτR (10)

3.2.

4.4 校验近似条件

电流环截止频率：=K =I ci ω227.3 1

s -

（1）PWM 变换装置传递函数的近似条件

ci 1s s 16670002

.031T 31ω>=?=- (11)

满足近似条件。

（2）校验忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件

ci s ω<=??=-1l m 91.50031

.0112.01

3T T 13

(12)

满足近似条件。

（3）电流环小时间常数近似处理条件

ci s ω>=?=-1oi s 527002

.00002.01

31T T 131

(13)

满足近似条件。

3.2.

4.5 调节器电容和电阻值计算

按所用运算放大器取Ω=k 40R 0，各个电阻和电容值的计算如下：

Ω=?==k 60405.1R 0i R K i 取60Ωk

F R i

i

μτ5.01060031

.0C 3

i =?=

=

取0.5F μ

F .2010

4002

.004R T 4C 3

0oi oi μ=??==

取0.2F μ PI 型电流调节器原理图如图12所示。

图12 含给定滤波与反馈滤波的PI 型电流调节器

由以上计算可得电流调节器传递函数为

s

31.00)

1031.0(5.1)1(s W ACR

+=+=s s s K i i i ττ）（

(14)

校正成典型I 型系统的电流环动态结构图如图13所示。

图13 电流环的动态结构图

3.2.5 速度调节器ASR 设计 3.2.5.1 时间常数的设定

在电流调节器的设计中为了达到电流超调的要求（%5i ≤δ），5.0T K i I =∑，所以电流环等效时间常数

I

K 1

为： s 044.00022.00221

i I

=?=T =∑K (15)

转速环小时间常数n ∑T 。按小时间常数处理处理，取 s 0244.002.00044.01

on I

n =+=T +K =

T ∑ (16)

3.2.5.2 转速调节器结构选择

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR 中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环调节器应该有两个积分环节，所以应该设计成典型II 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。由此可见，ASR 也应该采用PI 调节器，其传递函数为

s

s n n n ASR

)

1(K s W ττ+=）（

(17)

3.2.5.3 转速调节器参数计算 电动机的电动势常数为：

r

min/V 82.1C e ?= (18)

按跟随性和抗扰性好的原则，取h=5，则ASR 的超前时间常数为：

s n 122.00244.05h n =?=T =∑τ (19)

转速环的开环增益为： 2

2

22201.60244

.025215h 21h -∑N =??+=T +=K s n (20)

于是可得ASR 的比例系数为： 11.80224

.014.00267.052112

.082.10088.062)1h (n =???????=T T +=K ∑n m e R h C αβ

(21)

3.2.5.4 校验近似条件

转速环的截止频率为：11

cn 24.6122.0201.6-=?=K =K =

s n N N

τωω

（1）电流环传递函数简化条件 cn s ω>==T -∑I 1i 1.1070022

.03

.22731K 31

(22) 满足简化条件。

（2）转速环小时间常数近似处理条件 cn ω>==T K -I 1on 35.5s .02

03

.2273131

(23)

满足简化条件。 （3）校核转速超调量

当h=5时，由典型II 型系统的阶跃输入跟随性能指标的关系可知，%6.37n =σ，不能满足设计的要求。实际上，突加阶跃给定时，ASR 饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR 退饱和的情况重新计算超调量。

系统空载启动到额定转速时的转速超调量：

8.2%

.1120.0224

037582.114

.07605.112.802))((2)(

*m ax

*m ax n =?????=T T ?-?=??=∑m

n b b b b n n z C C

n

n C C λσ

满足要求。

3.2.5.5 调节器电容和电阻值计算

按所用运算放大器取Ω=k 40R 0，各电阻和电容值计算如下：

Ω=Ω?=K =k k R n 472408.11R 0n 取470Ωk

F R n

n

μτ26.0F 10470122

.0C 3

n =?=

=

取0.3F μ

F F R on μ210

4002

.044C 30on =??=T =

取2F μ PI 型转速调节器原理图如图14所示。

图14 含给定滤波与反馈滤波的PI 型转速调节器

由以上计算可得转速调节器的传递函数为

s

s s s n n n 122.0)

1122.0(11.8)1(s W ASR

+=+K =ττ）（

(24)

校正成典型II 型系统的转速环的动态结构图如图15所示。