变压器设计方法与技巧
变压器设计方法与技巧
变压器设计方法与技巧
一、设计2kVA以下的电源变压器及音频变压器
一些电子线路设计人员及电子、电工爱好者经常碰到设计好的变压器，绕制时却绕不下；另外，设计的变压器，在带足负载后，次级电压明显下降。还有一部分设计的变压器的性能良好，但成本较高而没有商业价值。笔者在这里谈谈变压器的设计方法与技巧。
●变压器截面积确定：
大家知道铁芯截面积是根据变压器总功率“P”确定的(A=1.25*SQRT(P)。在设计时，假定负载是恒定不变的，则其铁芯截面积通常可选取计算的理论值。如果其负载是变化比较大的，例如，音频、功放电源等变压器的截面积，则应适当大于理论计算值．这样才能保证有足够的功率输出能力(因为一旦截面积确定后，就不可能再选择功率余量了)。如何确定这些变压器的"P"值呢?应该计算出使用时负荷的最大功率。并且估算出某些变压器在使用中需要输出的最大功率。特别是音频变压器、功放电路的电源变压器等(笔者测试过多种功放电路的音频变压器、功放电路的电源变压器；音频变压器在大动态下明显失真，电源变压器在大动态下次级电压明显下降。经测算，截面积不够是产生上述现象的主要原因之一)。
●每伏匝数的确定：
变压器的匝数主要取决于铁芯截面积和硅钢片的质量，通常从参考书籍计算出的每伏匝数是比较多的，经实验证明，从理论设计的数值上，将每伏匝数降低10％～15％是没有问题的。例如，一只35W的电源变压器，根据理论计算(中矽钢片8500高斯)每伏匝数为7.2匝，而实际每伏只需6匝就可以了，且这样绕制的变压器空载电流在26mA左右。
笔者和同行在解剖过日本生产的家用电器上的电源变压器时发现。他们生产的变压器每伏匝数比我们国产的变压器线圈匝数要少得多，同样35W的电源变压器每伏匝数只有4．8匝，空载电流45mA左右。通过适当减少匝数。绕制出来的变压器不但可以降低内阻，而且避免了采用普通规格硅钢片时经常出现的绕不下的麻烦。还节省了成本，提高了性价比。
●漆包线的线径确定：
线径是根据负载电流而确定的。由于在不同的情况下，漆包线通载电流差距较大，故确定线径的幅度也较大，一般在额定的电流下连续工作的变压器，其工作电流基本不变，但在散热条件不理想，且环境温度比较高时，应按电流密度为2A/mm2选取漆包线的线经。如果变压器连续工作时负载电流基本不变，但本身散热条件很好，环境温度又不高，漆包线按电流密度2.5A/mm2选取线径：假如一般时段工作电流只有最大电流的1／2。漆包线按电流密度3—3.5A／mm2选取线径。音频变压器的漆包线按电流密度3.5～4A/mm2选取线径。这样，因时制宜取材，既可保证质量又可大大降低成本。
二、两种特殊变压器设计方法与技巧
●高压工频变压器：
这类变压器往往工作电压几千伏，但电流只有毫安至几十毫安，由于电压较高，次级的绝缘要求很高，在绕制时，常采用层层垫纸，这按通常方法设计且采用普通规格化的硅钢片是绕不下的。故应选用窗口较大的硅钢片，另外适当增加叠厚，用加大截面积的办法来减少初、次级的匝数。
●多次级的变压器：
这类变压器的次级多数在七八组以上．电流大小不等，但每组不一定同时接负载，所以计算功率不一定全部算进去，只要将同时带负载的次级绕组计算出来即可。同样应选窗口较大的硅钢片，初级线圈的线径应根据次级各组同时使用的实际功率确定。采用以上的方法设计。既能保证性能又可以降低生产的成本。
变压器设计心得
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变压器原理
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当我们把导线插入220V电源插座，就会发生短路现象，可是插入变压器就不会，区别就在于变压器原边的线圈导线是绕在铁芯上的，难道仅仅因为多了个铁芯，导线就失去短路作用了吗？是的，导线插入铁芯后就变成了电感线圈，根据楞次定律：感应电流的磁场总是要阻碍引起感应电流的磁通量的变化，(注意：“阻碍”不是“相反”，原磁通量增大时方向相反，原磁通量减小时方向相同；“阻碍”也不是阻止，电路中的磁通量还是变化的。)变压器原边将产生一个大小相等，方向相反的反向电动势抵消输入的220V电压，导线中仅有微弱的励磁电流流过(维持磁场需要有一个电流)，所以，导线失去了短路作用。
如果真是这样，那么在铁钉上绕几圈漆包线，再把导线插入220V电源插座，是不是就不会短路了？肯定会短路的。原因就是铁芯磁饱和了，无法产生反向电动势抵消输入电压，此时，导线还是相当于短路线。拆开变压器，可以看到，线圈匝数很多，额定功率越大的变压器，铁芯体积越大，其中的原因就是为了让变压器工作在变压器状态，而不是进入磁饱和状态。
也就是说，我们实际中使用的变压器都是非理想的，有可能进入磁饱和状态，从而失去变压器功能。我们设计变压器的目的就是保证在额定电压，额定功率下，变压器正常工作。如果真的存在理想变压器就不需要我们设计了。
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变压器设计
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除了满足正常工作的要求外，变压器设计还要满足：体积、重量、温度、成本等要求，所以，实际变压器的设计可不是一件容易的事情。书本上的理论分析全都是用的理想变压器，书上说变压器可以实现变压、
阻抗匹配、隔离等等功能，但是隐含前提是变压器工作在变压器状态，如果饱和了，那就没有这些功能了。
一个实际变压器还存在导线电阻、漏感、分布电容、分布电感、温升(铜损、铁损)等等问题，根据不同的变压器类型，有些参数不能忽略。
制作变压器我们需要知道以下信息：
1、磁芯规格(磁芯形状、磁芯大小、磁芯材料)
2、匝数与导线规格(原副边匝数、导线直径)
3、损耗与温升
4、导线结构：多股线或扁平线
5、绕组结构：多层或分段饶制
6、端空设计：按绝缘电位设计端空
磁芯规格其实就是要确定横截面积和工作点。一般功率决定横截面积大小，功率越大，横截面积越大。有经验公式可以快速根据功率确定横截面积，也可以直接查表。
磁芯材料确定后，根据其特性曲线，我们要选择合适的工作点B0。B0太大会导致磁饱和，太小又会使得体积庞大、重量沉、功耗大、成本高。
当电源频率、工作点B0、横截面积都确定后，就可以计算出每伏匝数，用输入电压除以每伏匝数就可以得到原边匝数。进而可以求得副边匝数。
导线直径取决于电流密度，而电流密度又取决于电压调整率或温升，受二者共同约束，哪个约束条件算出来的J值小，就选择哪个J值。J值小肯定不会有温升/电压调整率问题，但也不是越小越好，J小的话，导线直径太粗，铜重量大、体积大、成本高，有时线包厚度可能超过铁芯窗口尺寸，根本无法绕制。
电流密度J和温升有什么关系呢？很多初学者可能想到去查书，其实，变压器设计是一项实践性很强的工作，理论派这时已经玩不转了，此时需要大量实践经验。也有人可能会抱怨资料不足，这不是问题，没有资料可以做实验得到。就象没有DIP器件封装数据，你完全可以直接用尺子量出引脚间距来。不知道程序出错原因，完全可以通过调试找到。
温升和铜损铁损有关，和散热条件有关，带散热片的温度就低，散热片上有风扇的温度更低，风扇转速快的肯定温度又要降低了。此外，还和外部环境温度有关，在南极零下50度，温升就不是问题，在赤道沙漠里，温升可能导致铁芯磁特性曲线飘移，进而磁饱和，失去变压器功能。总之决定温升的因素很复杂：管芯到封装的热阻、接触面积、接触面光滑度、导热硅脂、散热器材料体积、表面积、鳍形、涂层材料、颜色、空气密度、流速等共同决定温升。
因此，电流密度J和温升的关系只能凭经验确定了。一般通过经验公式确定。所谓经验公式是指：通过一系列结果可重复的实验，得到数据曲线，使用数值分析方法多项式拟合，得到经验公式。此公式在我们的经验范围内正确，可以准确预测结果，可以重复验证。注意：经验公式存在局限性，如果预测结果不对，就需要再次修正经验公式，增加我们的经验。由此可知，经验越多，越不容易出错，想要设计好变压器需要积累大量经验。
毕竟，变压器是一种商品，我们没有必要每次都从头设计，那样太浪费时间。此时，利用表格、EXECL电子表格、经验值可以大大加快设计速度。
比如：可以规定电流密度J选2.5A/平方毫米，内绕组J适当降低，外绕组J适当提高，散热好的甚至可以
达到10A/平方毫米，这样就不用详细计算了。
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变压器类型
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电源(工频)变压器
最常见的变压器，输入220VAC 50HZ，输出各种直流电压。
因为频率低，基本不考虑分布参数，可以乱绕。
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隔离变压器
变比一般为1：1，主要目的是隔离。因为市电零线接大地，人碰到热底板上的零线相对还算安全，一旦碰到火线，就会和大地形成回路，导致触电。经过变压器隔离后，人单独碰到任何一根线都不会触电，两根线对地浮空，都不会和大地形成回路，电压只存在于两根线之间，所以安全。
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音频变压器
输入变压器
级间变压器
输出变压器
线间变压器
匹配变压器
调幅变压器
电子管/晶体管收音机/音响中，需要在各级放大电路之间增加变压器进行阻抗匹配和谐振，使得后级获得最大输出功率。收音机里的变压器俗称中周。
音频变压器中的频率较高，不能忽略分布参数，而且，要把晶体管输入输出电阻折算到变压器中。一般先抽象出一个等效电路，再简化，然后根据分布参数约束条件获得等效电路各参数值。有了这些信息，就可以计算出功率，进而得到横截面积，线圈匝数，导线直径等等变压器绕制参数。这样我们就可以得到满足分布参数要求，能够工作在变压器状态(不饱和)，具有正确阻抗变换功能的变压器了。
为什么三极管集电极接在中周的中间点？
这种部分接入的主要目的是减小三极管输出电阻rce对谐振阻抗及Q值的影响。
设中周的中间点到直流电源点的圈数为n1，中周初级线圈总圈数为n2，变比n=n2/n1，当rce并连到n1线圈时，折算到n2线圈将是rce的n方倍，使谐振阻抗及Q值只有少量下降，保证了足够的电压放大倍数和选择性指标。
早期的电子管收音机中，由于电子管的输出阻抗极大，根本不用考虑这个问题，所以在电子管电路中就不存在“接中周中间点”的接法。
大部分人做过收音机，但是很少人自己设计绕制中周和输入输出变压器，现在学习了音频变压器设计，你就可以自己绕了，再不用担心买不到合适的中周变压器了，哈哈。注意：音频变压器对工艺要求较高，不太容易成功。另外，玩胆机(电子管)音响的朋友更是需要自己绕变压器了，尽管电子管和晶体管有点差别，但是学习了以上内容，自制变压器就不是难事了。
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脉冲变压器
我们在8019网卡芯片中就用到了脉冲变压器，起隔离作用，变比1：1。想不想知道这种变压器是怎么设计
的呢？想不想自己绕一个呢？
其实脉冲变压器也是变压器的一种，只不过脉冲波含有大量频率分量，不能忽略分布参数影响，绕制工艺要求高，一般也要先抽象出一个等效电路，再简化，然后根据分布参数约束条件获得等效电路各参数值。与音频变压器不同的是，其约束条件参数不一样。脉冲波形参数约束条件有：峰值脉冲幅度、脉冲持续时间、脉冲上升时间、脉冲下降时间、顶降、脉冲顶峰、过冲、反摆、回摆、恢复时间。根据这些信息，就可以计算出功率，进而得到横截面积，线圈匝数，导线直径等等变压器绕制参数。这样我们就可以得到满足分布参数要求，满足脉冲波形参数约束条件要求，能够工作在变压器状态(不饱和)，能够正确传递脉冲能量(脉冲波形变化符合要求)的变压器了。
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开关电源变压器
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特种变压器
稳压变压器
霓虹灯变压器
微波炉变压器
机场助行航灯光用变压器
超隔离变压器
传输线变压器
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铁芯电感器
电源滤波扼流圈
交流扼流圈
电感线圈
镇流器
超声换能器用匹配电感
铁氧体磁芯电感
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工频变压器设计，用于电子管音响，
工频变压器是最简单的变压器，基本不用考虑分布电感、分布电容、信号源内阻、等效电路各种指标等复杂因素，直接按标准化步骤操作即可，所以用工频变压器来进行变压器设计入门是最好不过了。简单说就是根据功率选择铁心，然后计算匝数，再看能否绕下。不同的人设计标准不同，可能和下面计算有偏差，但是本质思想都是一样的。有时算到后面需要重新再来，其实相当于一个迭代设计过程，反复设计直至满足要求为止。
理论计算完成后还需要实际测试效果进行验证，因为铁心参数，制作工艺可能和我们假设的不一样，所以设计完成后基本都需要再根据实测结果进行调整。
要求：
高压输出：260V，150ma ；
灯丝1：5V，3A；
灯丝2：6.3v，3A 中心处抽头；
初、次级间应加有屏蔽层。
根据要求铁芯型号采用“GEIB一35”。
计算如下：
（1）计算变压器功率容量（输入视在功率）：
P ＝（1.4×高压交流电压×电流＋灯丝1电压×电流＋灯丝2电压×电流）/ 效率＝（1.4×260×0.15＋5×3＋6.3×3）/ 0.9
＝（54.6＋15＋18.9）/ 0.9
＝ 98.33VA
（2）计算原边电流
I1＝1.05×P / 220＝0.469A
（3）按照选定的电流密度（由计划的连续时间决定），选取漆包线直径。
如按照3A/mm2计算：D＝0.65×√I （0.65×电流的开方）
并规整为产品规格里有的线径（可查资料）：
选定：
原边直径D1＝0.45mm
高压绕组直径D2＝0.25mm
灯丝绕组直径D3＝D4＝1.12mm
(4）铁心截面面积
S0＝1.25√（P）＝1.25×√98＝12.5CM2
（5）铁心叠厚：
根据他的要求铁芯型号采用“GEIB一35”，
查到：舌宽＝35MM＝3.5CM
则：叠厚＝12.5 / 3.5 ＝3.6CM
一般地（叠厚/舌宽）在1－2之间是比较合适的。
（6）铁心有效截面积：
S1＝舌宽×叠厚 / 1.1 ＝ 11.454 CM2
（7）计算每伏匝数
计算式：每伏匝数n＝（45000）/（B×S1）
其中
B＝10000－12000（中等质量硅钢片，如原先上海无线电27厂产品铁心）
或15000（Z11等高质量硅硅片）
或8000（电动机用硅钢片）。
S1：铁心有效截面积，等于（舌宽×叠厚）/1.1
假定是中等质量铁心，并且保守点，取B＝10000
则：
n＝450000 / B×S1
= 450000 /（10000×11.454）
＝3.93 (T / V )
（8）计算每组匝数
原边圈数：N1＝220n＝220×3.93×0.95＝822（T）
副边高压：N2＝260×1.05×n＝1073（T）－－这是一半，还要再×2＝2146T。
灯丝1（5V）： N3＝5×1.05×n＝21（T）
灯丝2（6.3V）：N3＝6.3×1.05×n ＝26（T）
（10）计算每层可绕圈数（窗口高度两端要留下3MM）：
查得该铁心窗口高度h＝61.5mm，
查表得知：选用的漆包线带漆皮最大外径
D1Max＝0.51mm
D2Max＝0.30mm
D3Max＝1.23mm
D4Max＝1.23mm
按照每层可绕：N ＝（h－0.5－2×3）/（K×DMax）计算
（分子的含义是：由h＝61.5mm＝＝》可绕线宽度为61.5－0.5－2×3＝55mm）
（分母是排线系数K×最大外径DMax，对于初学者，小于0.3的线K＝1.20，0.3－0.8的线K＝1.15，大于0.8的线K=1.10。。如您已经有较好的绕线经验，K可以＝105～102）
代入上述数据得到：
原边每层可绕：94圈
高压每层可绕：154圈
灯丝每层可绕：39圈（最后有讨论）。
（也可以直接查“每厘米可绕圈数表”得到）
（11）各绕组的层数
前面已经算出各组圈数则，则各绕组的层数：
原边＝822/ 94＝8.74，取9层
高压＝2146/154＝13.94，取14层
灯丝1：1层，
灯丝2：1层。
（12）绝缘设计
骨架，用1MM厚红钢纸，外加0.15MM覆膜青壳纸1层＋0.08MM电缆纸1层；
原边绕组垫纸用0.08MM电缆纸；
副边高压绕组垫纸用0.05MM电缆纸；
组间绝缘用0.08MM电缆纸1层＋0.15MM覆膜青壳纸2层＋0.08MM电缆纸1层；
（绕组外绝缘同组间绝缘）
（13）计算线包（压实的）厚度：
＝（1＋0.15+0.08）（骨架及内层绝缘）
＋（9×0.51＋8×0.08）（原边绕组）
＋（0.08×2＋0.15×2）（组间绝缘1）
＋（隔离层，如可能用0.05铜箔，如无，就用与高压绕组同直径的线绕一层代）
＋（0.08×2＋0.15×2）（组间绝缘2）
＋（14×0.30＋13×0.05）（高压绕组）
＋（0.08×2＋0.15×2）（组间绝缘3）
＋（1.23）（灯丝1）
＋（0.08×2＋0.15×2）（组间绝缘4）
＋（1.23）（灯丝2）
＋（0.08×2＋0.15×2）（线包外间绝缘）
＝1.23＋5.23＋0.46＋0.30＋0.46＋4.85＋0.46＋1.23＋0.46＋1.23＋0.46
＝16.37mm
（14）检验“蓬松系数”
蓬松系数＝铁片窗口宽度 / 线包（压实的）厚度
“蓬松系数”一般可以在1.2－1.3间，蓬松系数小者要注意绕的十分紧才行，蓬松系数过大说明选的铁心规格大了，要重选重算。对于经验不多的初学者，不妨以1.3－1.35进行检验。不然可能绕完了发现装不进铁片。
检验：
蓬松系数＝22 / 16.37 ＝ 1.34
很合适的呀。
（15）修正方案：：
灯丝绕组可以选用0.8nn直径漆包线2根并绕（0.80线最大外径0.89，每层可绕54圈，6.3V绕组26×2，刚好可以绕下）。这样导线可以分布开来不至于只有半边，绕出来的线包就比较平整。还可以减小绕组厚度。这时，
计算线包（压实的）厚度：
＝1.23＋5.23＋0.46＋0.30＋0.46＋4.85＋0.46＋0.89＋0.46＋0.89＋0.46
＝15.69mm
蓬松系数＝22 / 15.69 ＝1.41
这就非常之宽松了，说明选的铁心规格大了，利用手头现有铁心当然可以。保证可以成功。
计算完毕
65W-105W具有过流保护的电子变压器
65W-105W具有过流保护的电子变压器,65-105W Power Converter
关键字：电子变压器电路图
（1）该电路的核心是由C2、C3、T3、L3加上触发电路R2、C4、D7、L2两者组成的双端半桥自激式开关变换电路，其中DB1是一种双向触发二极管，触发电压为30V；T-L1-3是在小的高频磁环（直径7mm×29mm×12mm），初级用直径0.50mm 规格的漆包线绕制48圈，电感量为9.5mH，次级用30根直径0.23mm规格的漆包线绕制5圈而成，初次级间用合适尼龙套绝缘，可达到CE安全标准要求。（2）Q1、C4、C5、R3、R4、D8、R8组成过流保护电路，当输出级短路或过载时，电阻R2上的电压会大增，经过D3、R3、R7、C8积分分压后触发三极管Q1导通，从而使开关管不能被触发导通而起到保护作用，C4在保护电路中起状态保持作用。
（3）C1、L1组成LC式单臂滤波器，发滤除开关电路产生的尖锋脉冲。L1用直径0.37mm规格漆包线在EE-20型式的高频磁芯上绕制200圈而成。高频磁芯间需预留一间隙，以防止磁芯饱和，绕好后的L1电感量应为6.9mH左右。
（4）F1是800mA的快熔型保险管，R1是压敏电阻，F2是热敏保险，安装时应和开关管T2、T3的散热器连在一起。以上元件可在输入电路过流、过压及三极管过热时起到保护作用。
（5）D5、D6、D8、D9、C6、C7都是起泄放输出变压器L3的反峰电压作用。
适合初学者制作的TOP22X 系列开关电源(带变压器数据，参数精确)
TOP22X 系列虽然出来得比较早，但外围简单、高效，适合初学者制作。图下面的是量产的真实数据。变压器都是PC40材质。同样适合100KHZ 的其它芯片驱动的单端反激式开关电源！
1. 12V/1A ，12W 电源。IC 用TOP223Y ，100KHz 。 磁芯：EE19，气息：0.15mm, 初级电感：950uH ， 初级：直径0.21单线饶110T ，次级：0.41*2绕11T ，反馈：8T
2. 12V/1.5A ，18W 电源。IC 用TOP223Y ，100KHz 。 磁芯：EE22，气息：0.2mm, 初级电感：900uH ， 初级：直径0.26单线饶85T ，次级：0.47*3绕10T ，反馈：8T
3. 12V/2A ，24W 电源。IC 用TOP223Y ，100KHz 。 磁芯：EE25，气息：0.25mm, 初级电感：850uH ， 初级：直径0.33单线饶85T 次级：0.47*4绕10T ，反馈：8T
4. 12V/2.5A ，30W 电源。IC 用TOP223Y ，100KHz 。 磁芯：PQ2020，气息：0.25mm, 初级电感：800uH ， 初级：直径0.33单线饶75T ，次级：0.47*5绕9T ，反馈：6T
5. 12V/3A ，36W 电源。IC 用TOP224Y ，100KHz 。 磁芯：EC28，气息：0.25mm, 初级电感：730uH ， 初级：直径0.33单线饶60T ，次级：0.47*5绕8T ， 反馈：5T
6. 12V/4.2A ，50W 电源。IC 用TOP224Y ，100KHz 。 磁芯：PQ2620，气息：0.25mm, 初级电感：700uH ， 初级：直径0.33单线饶50T ，次级：0.47*8绕6T ，反馈：4T
7. 12V/5A ，75W 电源。IC 用TOP225Y ，100KHz 。 磁芯：PQ2625，气息：0.3mm, 初级电感：600uH ， 初级：直径0.41单线饶48T ，次级：0.47*8绕6T ，反馈：4T 8. 12V/8.1A ，100W 电源。IC 用TOP227Y ，100KHz 。 磁芯：EC35，气息：0.35mm, 初级电感：550uH ， 初级：直径0.41*2饶45T ，次级：0.47*15绕6T ，反馈：4T
9. 12V/10A ，120W 电源。IC 用TOP227Y ，100KHz 。 磁芯：PQ3230，气息：0.35mm, 初级电感：450uH ，
初级：直径0.41*2饶38T ，次级：0.47*18绕5T ，
反馈：3T
开关电源设计的噪声降低法
开关电源的特征就是产生强电磁噪声，若不加严格控制，将产生极大的干扰。下面介绍的技术有助于降低开关电源噪声，能用于高灵敏度的模拟电路。
1 电路和器件的选择
一个关键点是保持dv/dt 和di/dt 在较低水平,有许多电路通过减小dv/dt 和/或di/dt 来减小辐射，这也减轻了对开关管的压力，这些电路包括ZVS(零电压开关)、ZCS(零电流开关)、共振模式.(ZCS 的一种)、SEPIC(单端初级电感转换器)、CK(一套磁结构，以其发明者命名)等。
减小开关时间并非一定就能引起效率的提高，因为磁性元件的RF 振荡需要强损耗的缓冲，最终可以观察到不断减弱的回程。使用软开关技术，虽然会稍微降低效率，但在节省成本和滤波/屏蔽所占用空间方面有更大的好处。
2 阻尼
为了保护开关管免受由于寄生参数等因素引起的振荡尖峰电压的冲击常需要阻尼。阻尼器连到有问题的线圈上，这也可以减小发射。
阻尼器有多种类型：从EMC 角度看，RC 阻尼器通常在EMC 上是最好的，但比其他的发热多一些。权衡各方面的利弊，在缓冲器中应谨慎使用感性电阻。
3 磁性元件有关问题及解决方案
特别需注意的是电感和变压器的磁路要闭合。例如，用环形或无缝磁芯，环形铁粉芯适合于存储磁能的场合，若在磁环上开缝，则需一个完全短路环来减小寄生泄漏磁场。
初级开关噪声会通过隔离变压器的线圈匝间电容注入到次级，在次级产生共模噪声，这些噪声电流难以滤除，而且由于流过路径较长，便会产生发射现象。
一种很有效的技术是将次级地用小电容连接到初级电源线上，从而为这些共模电流提供一条返回路径，但要注意安全，千万别超出安全标准标明的总的泄漏地电流，这个电容也有助于次级滤波器更好的工作。
线圈匝间屏蔽(隔离变压器内)可以更有效地抑制次级上感应的初级开关噪声。虽然也曾有过五层以上的屏蔽，但三层屏蔽更常见。靠近初级线圈的屏蔽通常连到一次电源线上，靠近次级线圈的屏蔽经常连到公共输出地(若有的话)，中间屏蔽体一般连到机壳。在样机阶段最好反复实验以找到线圈匝间屏蔽的最好的连接方式。
以上两项技术也能减小输入端上感应的次级开关噪声。适当大小的输出电感可以将次级交流波形变成半正弦波，因此可以显著地减小变压器绕组间噪声(直流纹波).
4 散热器
散热器与集电极或TO247功率器件的漏极之间有50pF的电容，因此可以产生很强的发射。仅仅直接地把散热片连到机壳，这只是把噪声引向大地，很可能不能减小总体发射水平。
较好的做法是：把它们连到一恰当的电路结点——一次整流输出端，但要注意安全要求。具有屏蔽作用的绝缘隔离片可以连接到开关管上，把它们屏蔽内层接至一次整流端，散热片要么悬浮要么连到机壳。
散热片也可以通过电容连到有危险电压的线上，电容的引线和PCB轨线构成的电感可能会与电容“谐振”，这可对解决某些特殊频率上的问题特别有效。应该在样机上多次试验，最终找到散热片的最佳安装方法。
5 整流器件
用于一次电源上的整流器和二次整流器，因为其反向电流，可以引起大量的噪声，最好使用快速软开关型号的器件。
TOP系列多路输出单端反激式开关电源设计原理
设计要求
本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。
考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小
巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：
输出最大功率：10W
输入交流电压：85～265V
输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA
纹波电压：≤120mV
单端反激式开关电源的控制原理
所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。
TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍
TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。
在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4.7V～5.7V的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc 降至3.3V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。
采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。
对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。
电路设计
本开关电源的原理图如图1所示。
电源主电路为反激式，C1、L1、C2，接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，C5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为"Y电容"。C1跟C5都称作安全电容，但C1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为"X电容"。
为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。
鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压UL，另外，在原边上会产生感应反向电动势UOR，二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，贝UOR+UL+UOR≈680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。
本文介绍了一种基于TOPSwith系列芯片设计的小功率多路输出AC/DC开关电源的原理及设计方法。
设计要求
本文设计的开关电源将作为智能仪表的电源，最大功率为10 W。为了减少PCB的数量和智能仪表的体积，要求电源尺寸尽量小并能将电源部分与仪表主控部分做在同一个PCB上。
考虑10W的功率以及小体积的因素，电路选用单端反激电路。单端反激电路的特点是：电路简单、体积小巧且成本低。单端反激电路由输入滤波电路、脉宽调制电路、功率传递电路(由开关管和变压器组成)、输出整流滤波电路、误差检测电路(由芯片TL431及周围元件组成)及信号传递电路(由隔离光耦及电阻组成)等组成。本电源设计成表面贴装的模块电源，其具体参数要求如下：
输出最大功率：10W
输入交流电压：85～265V
输出直流电压／电流：+5V，500mA；+12V，150mA；+24V，100mA
纹波电压：≤120mV
单端反激式开关电源的控制原理
所谓单端是指TOPSwitch-II系列器件只有一个脉冲调制信号功率输出端一漏极D。反激式则指当功率MOSFET导通时，就将电能储存在高频变压器的初级绕组上，仅当MOSFET关断时，才向次级输送电能，由于开关频率高达100kHz，使得高频变压器能够快速存储、释放能量，经高频整流滤波后即可获得直流连续输出。这也是反激式电路的基本工作原理。而反馈回路通过控制TOPSwitch器件控制端的电流来调节占空比，以达到稳压的目的。
TOPSwitch-Ⅱ系列芯片选型及介绍
TOPSwitch-Ⅱ系列芯片的漏极(D)与内部功率开关器件MOSFET相连，外部通过负载电感与主电源相连，在启动状态下通过内部开关式高压电源提供内部偏置电流，并设有电流检测。控制极(C)用于占空比控制的误差放大器和反馈电流的输入引脚，与内部并联稳压器连接，提供正常工作时的内部偏置电流，同时也是提供旁路、自动重起和补偿功能的电容连接点。源极(S)与高压功率回路的MOSFET的源极相连，兼做初级电路的公共点与参考点。内部输出极MOSFET的占空比随控制引脚电流的增加而线性下降，控制电压的典型值为5.7 V，极限电压为9 V，控制端最大允许电流为100 mA。
在设计时还对阈值电压采取了温度补偿措施，以消除因漏源导通电阻随温度变化而引起的漏极电流变化。当芯片结温大于135℃时，过热保护电路就输出高电平，关断输出极。此时控制电压Vc进入滞后调节模式，Vc端波形也变成幅度为4.7V～5.7V的锯齿波．若要重新启动电路，需断电后再接通电路开关，或者将Vc 降至3.3V以下，再利用上电复位电路将内部触发器置零，使MOSFET恢复正常工作。
采用TOPSwitch-Ⅱ系列设计单片开关电源时所需外接元器件少，而且器件对电路板布局以及输入总线瞬变的敏感性大大减少，故设计十分方便，性能稳定，性价比更高。
对于芯片的选择主要考虑输入电压和功率。由设计要求可知，输入电压为宽范围输入，输出功率不大于10W，故选择TOP222G。
电路设计
本开关电源的原理图如图1所示。
电源主电路为反激式，C1、L1、C2，接在交流电源进线端，用于滤除电网干扰，C5接在高压和地之间，用于滤除高频变压器初、次级后和电容产生的共模干扰，在国际标准中被称为"Y电容"。C1跟C5都称作安全电容，但C1专门滤除电网线之间的串模干扰，被称为"X电容"。
为承受可能从电网线窜入的电击，可在交流端并联一个标称电压u1mA为275V的压敏电阻VSR。
鉴于在功率MOSFET关断的瞬间，高频变压器的漏感产生尖峰电压UL，另外，在原边上会产生感应反向电动势UOR，二者叠加在直流输入电压上。典型的情况下，交流输入电压经整流桥整流后，其最高电压UImax=380V，UL≈165V，UOR=135V，贝UO R+UL+UOR≈680V。这就要求功率MOSFET至少能承受700V的高压，同时还必须在漏极增加钳位电路，用以吸收尖峰电压，保护TOP222G中的功率MOSFET。本电源的钳位电路由D2、D3组成。其中D2为瞬态电压抑制器(TVS)P6KE200，D3为超快恢复二极管UF4005。当MOSFET导通时，原边电压上端为正，下端为负，使得D3截止，钳位电路不起作用。在MOSFET截止瞬间，原边电压变为下端为正，上端为负，此时D1导通，电压被限制在200V左右。
初级峰值电流IP为：
其中，KRP为初级纹波电流IR与初级峰值电流IP的比值，当电压为宽范围输入时，可取0.9。将Dmax=64.3％代入得，IP=0.518A。
确定初级绕组电感LP
其中，损耗分配系数Z=0.5，IP=0.518A，KRP=0.4，PO=10W，代入得：LP≈1265μH。
确定绕组绕制方法
并计算各绕组的匝数
初级绕组的匝数NP可以通过下式计算：
其中，磁芯截面积SJ=0.41cm2，磁芯最大磁通密度BM=60，IP=0.518A，LP≈1265μH，代入可得NP=26.6，实取30匝。
次级绕组采用堆叠式绕法，这也是变压器生产厂家经常采用的方法，其特点是由5V绕组给12V绕组提供部分匝数，而24V绕组中则包含了5V、12V的绕组和新增加的匝数。堆叠式绕法技术先进，不仅可以节省导线，减小线圈体积，还可以增加绕组之间的互感量，加强耦合程度。以本电源为例，当5V输出满载而12V和24V 输出轻载时，由于5V绕组兼作12V、24V绕组的一部分，因此能减小这些绕组的漏感，可以避免因漏感使12V、24V输出电路中的滤波电容被尖峰电压充电到峰值，即产生所谓的峰值充电效应，从而引起输出电压不稳定。这里将5V绕组作为次级的始端。
对于多输出高频变压器，各输出绕组的匝数可以取相同的每伏匝数。每伏匝数nO可以由下式确定：
其单位是匝／VO将NS取5匝，UO1=5V，UF1=0.4V(肖特基整流管导通压降)代入上式得到nO=0.925匝／V。
对于24V输出，已知UO2=24V，UF2=0.4V，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925 匝／V×(24V十0.4V)=22.57匝，实取22匝。
对于12V输出，已知UO3=12V，UF2=0.4V，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝／V ×(12V+0.4V)=11.47匝，实取11匝。
对于反馈绕组，已知UF=12V，UF3=0.7V(硅快速恢复整流二极管导通压降)，则该路输出绕组匝数为NS2=0.925匝／V×(12V+0.4V)=11.47匝，实取11匝。
确定初／次级导线的内径
首先根据初级层数d、骨架宽度b和安全边距M，利用下式计算有效骨架宽度bE(单位是mm)：
bE=d(b-2M) (7)
将d=2，b=8.43mm，M=0代入上式可得bE=16.86mm。
利用下式计算初级导线的外径(带绝缘层)DPM：
DPM=bE／NP (8)
将bE=16.86mm，NP=78匝代人得DPM=0.31mm，扣除漆皮厚度，裸导线内径DPM=0.26mm。与直径0.26mm接近的公制线规为0.28mm，比0.26mm略粗完全可以满足要求，而0.25mm的公制线规稍细，不宜选用。而次级绕组选用与初级相同的导线，根据电流的大小，采用多股并绕的方法绕制。
试验数据
该开关电源的输人特性数据见表1，在u=85～245V的宽范围内变化时，主路输出UO1=5V(负载为65Ω)的电压调整率SV=±0.2％，输出纹波电压最大值约为67mV；辅助输出UO2=24V(负载为250Ω)，输出纹波电压最大值约为98mV；辅助输出UO3=12V(负载为100Q)，输出纹波电压最大值约为84mV。
低成本隔离式3.3V到5V DC/DC转换器的分立设计
隔离式 3.3V 到 5V 转换器通常用于远距离数据传输网络，这种网络中总线节点控制器由一个 3.3V 电源工作以节省电量，而总线电压为 5V，以保证在远距离传输过程中的信号完整性并提供高驱动能力。尽管市场上已经有了 3.3V 到 5V 转换的隔离式 DC/DC 转换器组件，但集成的 3.3V 到 5V 转换器仍然很难找到。即使找到，这些特定的转换器（特别是那些具有稳定输出的转换器）通常都有较长的产品交付时间、价格相对昂贵并且一般都有一定的隔离电压限制。
如果应用要求 2 kV 以上的隔离电压、60% 以上的转换器效率或者标准组件可靠的有效性，那么分立设计就是一种能够替代集成组件的低成本方案。分立 DC/DC 转换器设计的缺点是需要做大量的工作——选择稳定的振荡器结构和先断后通电路，选择可以通过标准逻辑门有效驱动的MOSFET，适宜实施温度和长期可靠性测试。所有这些努力都要花费时间和资金。因此，在仓促进行这样一个计划以前，设计人员应该考虑到下列事项：集成组件通常已通过温度测试，并且拥有其他工业资质。这些组件不仅仅是最可靠的解决方案，而且还拥有较快的上市时间。
不稳定输出转换器每 1000 片的起售定价一般为 4.50 到 5.00 美元，而稳定输出的转换器通常为此价格的两倍，大约为 10.00 美元或更高。因此，合理的做法是购买具有不稳定输出的转换器，或者利用降压电容对输出进行缓冲，或者将其送入低成本、低压降稳压器 (LDO)，例如：TI 的 TPS76650。
图 1 所示的分立 DC/DC 转换器设计仅使用了一些现有的标准组件（例如：逻辑 IC 和 MOSFET 等），服务于变压器驱动器，以及一个用于稳定输出电压的LDO。该电路使用许多通孔组件制成样机，从而使其比集成组件的体积要大，但是由于使用TI的Little Logic?器件，板空间得到了极大缩减。
这种设计的主要好处是较少的材料清单 (BOM)，以及为 1 到 6kV 范围隔离电压选择隔离变压器的自由度。我们的目标是：通过使变压器驱动器级为稳定输出全集成 DC/DC 转换器和独立变压器驱动器提供一款低成本的替代方案。
图 1 隔离式 3.3V 到5V 推拉式转换器
工作原理低成本、隔离式 DC/DC 转换器一般为推挽式驱动器类型。工作原理非常简单。带推挽输出级的方波振荡器驱动一个中心抽头变压器，其输出经过整流，可以稳定或非稳定 DC 形式使用。一个重要的功能性要求是方波必须具有 50% 占空比，以确保变压器铁心对称磁化。另一个要求是磁化电压 (E) 和磁化时间 (T) 的乘积（称作 ET 乘积，单位为 Vμs），不得超出由其厂商规定的变压器典型 ET乘积。我们还必须紧挨振荡器安装使用先断后通电路，以防止推挽输出级的两个变压器铁芯柱同时导电从而引起电路故障。
分立设计著名的三反相门振荡器由 U1a、U2a 和 U2b 组成，选择它是因为它在供电波动方面较为稳定。通过一个 100-pF 陶瓷电容器（C OSC）和两个 10-kΩ电阻器（R OSC1和 R OSC2），它的正常频率被设定为 330kHz。在 3.0-V 到 3.6-V 电源电压波动范围内，振荡器拥有接近 50% 的占空比，以及低于±1.5% 的最大频率波动。图 2 显示了 R OSC1 和 R OSC2(TP1) 相加点和振荡器输出 (TP2) 处的波形。所有电压均为参考电路基准电压测得。
图 2 TP1 和 TP2 的振荡器波形
施密特触发电路 NAND 栅极（U1c、U1d）实现先断后通功能，以避免 MOSFET 导通阶段交叠。其他两个NAND 门（U2c，U2d）配置为反相缓冲器，从而产生驱动 N 通道 MOSFET（Q1、Q2）必需的正确信号极性。图 3 显示了完整的先断后通动作。为了适应标准逻辑门的有限驱动能力，我们选择了 MOSFET，因为其较低的总电荷和较短的响应时间。
图 3 先断后通波形
EE型变压器参数及高频变压器计算Word版
我们知道，与一般的电流电压测量不同，磁场强度和磁感应强度的测量都是间接测量。磁场强度通过测量励磁电流后计算得到，磁感应强度是通过测量感应磁通后计算得到，参与计算的样品有效参数Le和Ae将直接与测量结果相关。 磁场强度的计算公式：H = N xI / Le 式中：H为磁场强度，单位为A/m；N为励磁线圈的匝数；I为励磁电流（测量值），单位位A；Le为测试样品的有效磁路长度，单位为m。 磁感应强度计算公式：B = Φ / (N xAe) 式中：B为磁感应强度，单位为Wb/m^2；Φ为感应磁通（测量值），单位为Wb；N为感应线圈的匝数；Ae为测试样品的有效截面积，单位为m^2。 根据样品尺寸计算样品的有效参数Le和Ae，在不同的行业中，计算方法往往不统一，这可能使测试结果缺乏可比性。 在SMTest软磁测量软件中，样品有效参数的计算依照行业标准SJ/T10281。下面以环形样品为例，讲述样品有效磁路长度Le和有效截面积Ae的计算方法。 第一种情况：指定叠片系数Sx，指定样品的外径A、内径B和高度C。 根据SJ/T10281标准，先计算样品的磁芯常数C1和C2，然后根据磁芯常数计算Le和 Ae，这是严格按照标准执行的计算方法。
第二种情况：指定材料密度De和样品质量W，指定样品的外径A、内径B和高度C。 根据SJ/T10281标准，先计算样品的磁芯常数C1和C2，然后根据磁芯常数计算Le和 Ae，并可推算叠片系数Sx，这是另外一种计算方法，与标准有点差别，但计算结果与标准比较接近。 第三种情况：指定材料密度De和样品质量W，指定样品的外径A和内径B，不指定样品的高度。 不按SJ/T10281标准求磁芯常数，而是按平常的数学公式来求Le和Ae。这种计算方法与标准相差较大，只有环形样品才有这种计算方法。
5V,2A 反激式电源变压器设计(EFD20)过程整理_20110310
5V,2A 反激式電源變壓器設計過程整理 已知: VinAC = 85V ~ 265V 50/60Hz Vout = 5V + 5% Iout = 2A Vbias = 22V, 0.1A (偏置線圈電壓取 22V, 100mV) η = 0.8 fs = 132KHz 計算過程: 1.設工作模式為 DCM 臨界狀態. Pout = 5*2 = 10W Pin = Pout/η= 10/0.8 = 12.5W V inDCmin = 85* 2-30(直流紋波電壓)= 90V V inDCmax = 265* 2=375V 2.匝數比計算 , 設最大占空比Dmax = 0.45 : 13918.12) 45.01(*)2.05.05(45.0*90)1(*)d out (*n max max min in ≈=-++=-++=D V V V D V L DC 式中: Vd 為輸出整流二極管導通壓降,取0.5V; VL 為輸出濾波電感壓降, 取0.2V. 3.初級峰值電流計算: A D V P I DC 494.045 .0*9010*2*out 2p max min in === 4.初級電感量計算: H H I V D L DC u 62110*621494 .0*10*13290*45.0p *fs *p 63min in max ==== 5.變壓器磁芯選擇EFD20, 參數如下: Ae = 28.5mm 2 AL = 1200+30%-20%nH/N 2 Le = 45.49mm Cl = 1.59mm -1 Aw = 50.05mm 2 Ap = 1426.425mm 4
(整理)反激式开关电源变压器设计原理.
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
高频变压器的设计
高频变压器的设计 高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体积和重量。在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。 高频变压器的设计通常采用两种方法[3]：第一种是先求出磁芯窗口面积AW与磁芯有效截面积Ae的乘积AP（AP=AW×Ae，称磁芯面积乘积），根据AP值，查表找出所需磁性材料之编号；第二种是先求出几何参数，查表找出磁芯编号，再进行设计。 注意： 1）设计中，在最大输出功率时，磁芯中的磁感应强度不应达到饱和，以免在大信号时产生失真。 2）在瞬变过程中，高频链漏感和分布电容会引起浪涌电流和尖峰电压及脉冲顶部振荡，使损耗增加，严重时会造成开关管损坏。同时，输出绕组匝数多，层数多时，应考虑分布电容的影响，降低分布电容有利于抑制高频信号对负载的干扰。对同一变压器同时减少分布电容和漏感是困难的，应根据不同的工作要求，保证合适的电容和电感。 单片开关电源高频变压器的设计要点 高频变压器是单片开关电源的核心部件，鉴于这种高频变压器在设计上有其特殊性，为此专门阐述降低其损耗及抑制音频噪声的方法，可供高频变压器设计人员参考。 单片开关电源集成电路具有高集成度、高性价比、最简外围电路、最佳性能指标等优点，能构成高效率无工频变压器的隔离式开关电源。在1994～2001年，国际上陆续推出了TOtch、TOtch-Ⅱ、TOtch-FX、TOtch-GX、Tintch、Tintch-Ⅱ等多种系列的单片开关电源产品，现已成为开发中、小功率开关电源、精密开关电源及开关电源模块的优选集成电路。 高频变压器是开关电源中进行能量储存与传输的重要部件，单片开关电源中高频变压器性能的优劣，不仅对电源效率有较大的影响，而且直接关系到电源的其它技术指标和电磁兼容性（EMC）。为此，一个高效率高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组本身的分布电容及各绕组之间的耦合电容要小等条件。 高频变压器的直流损耗是由线圈的铜损耗造成的。为提高效率，应尽量选择较粗的导线，并取电流密度J=4～10A／mm2。 高频变压器的交流损耗是由高频电流的趋肤效应以及磁芯的损耗引起的。高频电流通过导线时总是趋向于从表面流过，这会使导线的有效流通面积减小，并使导线的交流等效阻抗远高于铜电阻。高频电流对导体的穿透能力与开关频率的平方根成反比，为减小交流铜阻抗，导线半径不得超过高频电流可达深度的2倍。可供选用的导线线径与开关频率的关系曲线如图1所示。举例说明，当f=100kHz时，导线直径理论上可取φ0.4mm。但为了减小趋肤效应，实际可用更细的导线多股并绕，而不用一根粗导线绕制。 在设计高频变压器时必须把漏感减至最小。因为漏感愈大，产生的尖峰电压幅度愈高，漏极钳位电路的损耗就愈大，这必然导致电源效率降低。对于一个符合绝缘及安全性标准的高频变压器，其漏感量应为次级开路时初级电感量的1％～3％。要想达到1％以下的指标，在制造工艺上将难于实现。减小漏感时可采取以下措施：o减小初级绕组的匝数NP； o增大绕组的宽度（例如选EE型磁芯，以增加骨架宽度b）；
反激式开关电源变压器的设计方法
反激式开关电源变压器的设计方法 1引言 在开关电源各类拓扑结构中，反激式开关电源以其小体积、低成本的优势，广泛应用在高电压、小功率的场合。反激式开关电源设计的关键在于其变压器的设计。由于反激变压器可以工作在断续电流（DCM ）和连续电流（CCM ）两种模式，因此增加了设计的复杂性。本文考虑到了两种工作模式下的差异，详细介绍了反激变压器的设计方法和步骤。 2基本原理 R 1 V o 图1 反激变换器原理图 反激变压器实际上是一个耦合电感，首先要存储能量，然后再将磁能转化为电能传输出去[1]。如图1所示，当开关管r T 导通时，输入电压i V 加在变压器初级线圈上。由于初级与次级同名端相反，次级二极管1D 截止，能量储存在初级线圈中，初级电流线性上升，变压器作为电感运行。当r T 关断时，励磁电感的电流使初级和次级绕组电压反向，1D 导通，储存在线圈中的能量传递给负载。按照电感线圈中电流的特点，可分为断续电流模式（DCM ）和连续电流模式（CCM ）。电流波形如图2所示。
初级 次级 初级 次级 I p2I p1I s2 I s1 I p2 I p1 I s2 I s1 DCM CCM 图2 DCM 和CCM 电流波形 DCM 为完全能量转换，在开关管开通时，初级电流从零开始逐渐增加，开关管关断期间，次级电流逐渐下降到零。 CCM 为不完全能量转换，开关管开通时，初级电流有前沿阶梯，开关管关断期间，次级电流为阶梯上叠加的衰减三角波。 3设计步骤 （1）各项参数的确定 反激式开关电源变压器的设计中涉及到很多参数，因此在计算之前必须要明确已知量和未知量。 已知参数一般由电源的设计要求和特点来确定，包括：直流输入电压i V （i min i i max V V V ≤≤），输出电压o V ，输出功率o P ，效率o i P = P η，工作频率1 f=T 。 未知量即所要求的参数包括：磁芯型号，初级线圈匝数p N ，次级线圈匝数s N ，初级导线直径p d ，次级导线直径s d ，气隙长度g l 。 另外，为了能够对未知参数进行求解，我们还必须要指定开关管的耐压值或开关的最大占空比。本文中，以规定满载和最小输入电压条件下最大占空比为 max D 来进行后续的计算。 为简化计算公式，本文中忽略开关管及二极管导通压降。
高频变压器的计算
高频变压器参数计算 2009-08-28 11:26 一．电磁学计算公式推导： 1．磁通量与磁通密度相关公式： Ф = B * S⑴ Ф ----- 磁通(韦伯) B ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1韦伯每平方米=104高斯 S ----- 磁路的截面积(平方米) B = H * μ⑵ μ ----- 磁导率(无单位也叫无量纲) H ----- 磁场强度(伏特每米) H = I*N / l⑶ I ----- 电流强度(安培) N ----- 线圈匝数(圈T) l ----- 磁路长路(米) 2．电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式： EL =⊿Ф / ⊿t * N⑷ EL = ⊿i / ⊿t * L⑸ ⊿Ф ----- 磁通变化量(韦伯) ⊿i ----- 电流变化量(安培) ⊿t ----- 时间变化量(秒) N ----- 线圈匝数(圈T) L ------- 电感的电感量(亨) 由上面两个公式可以推出下面的公式： ⊿Ф / ⊿t * N = ⊿i / ⊿t * L 变形可得： N = ⊿i * L/⊿Ф 再由Ф = B * S 可得下式: N = ⊿i * L / ( B * S )⑹ 且由⑸式直接变形可得： ⊿i = EL * ⊿t / L⑺ 联合⑴⑵⑶⑷同时可以推出如下算式: L =(μ* S )/ l * N2⑻ 这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素) 3．电感中能量与电流的关系： QL = 1/2 * I2 * L⑼ QL -------- 电感中储存的能量(焦耳) I -------- 电感中的电流(安培) L ------- 电感的电感量(亨) 4．根据能量守恒定律及影响电感量的因素和联合⑺⑻⑼式可以得出初次级匝数
CCM反激变压器设计
连续电流模式反激变压器的设计 Design of Flyback Transformer with Continuing Current Model 作者：深圳市核达中远通电源技术有限公司- 万必明 摘要:本文首先介绍了反激变换器(Flyback Converter)的工作原理,然后重点介绍一种连续电流模式反激变压器的设计方法以及多路输出各次级电流有效值的计算. 关键词:连续电流模式(不完全能量传递方式)、不连续电流模式(完全能量传递方式)、有效值、峰值. Keywords: Continuing Current Model、Discontinuing Current Model、virtual value 、peak value. 一.序言 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.
二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b). 图一 图二(a)
高频变压器计算步骤精编版
高频变压器计算 (CCM模式) 反激式DC/DC变换电路 电路基本参数: Vo1=15V Io1=0.4A Vo2=-10V Io2=0.4A Vs=15V(范围10V~20V) Po=10W 设定参数: 1.电路工作频率(根据UC3843的特性,初步确定为50KHz),电路效率为G=75% 2.反激式变换器的工作模式CCM 3.占空比确定(Dmax=0.4) 4.磁芯选型(EE型) 设计步骤 (1)选择磁芯大小 Pin=Po/G=10/0.75=13.3W(查表),选择EE19磁芯 (2)计算导通时间 Dmax=0.4,工作频率fs=50KHz ton=8us (3)选择工作时的磁通密度 根据所选择的磁芯EE19(PC40材料)Ae=22mm2,Bmax=0.22T (4)计算原边匝数 Np=(Vs*ton)/(Bmax*Ae)=(10*8)/(0.22*22)=16.52,取整16 (5)计算副边绕组 以输出电压为15V为例进行计算,设整流二极管及绕组的压降为1V 15+1=16V 原边绕组每匝伏数=Vs/Np=10/16=0.625V/匝 副边绕组匝数Ns1=16/0.625=25.6,取整26 (6)计算选定匝数下的占空比;辅助输出绕组匝数 新的每匝的反激电压为:16/26=0.615V ton=(Ts*0.615)/(0.625+0.615)=9.92us 占空比D=9.92/20=0.496 对于10V直流输出,考虑绕组及二极管压降1V后为11V Ns2=11/0.615=17.88,取整17 (7)初级电感,气隙的计算 在周期Ts内的平均输入电流Is=Pin/Vs=13.3/10=1.33A 导通时间内相应的平均值为Iave=(Is*Ts)/ton=1.33*20/9.92=2.68A 开关管导通前的电流值Ip1=Iave/2=2.68/2=1.34A 开关管关闭前的电流值Ip2=3Ip1=1.34*3=4.02A 初级电感量Lp=Vs*&t/&i=10*9.92/2.68=37.01uH 气隙长度Lg=(u0*Np^2*Ae)/Lp=0.19mm
高频变压的设计方法
高频链中高频变压器的分析与设计 文章作者：四川成都西南交通大学龙海峰郭世明江苏南京国电南京自动化股份有限公司呙道静 文章类型：设计应用文章加入时间：2004年9月6日14:54 文章出处：电源技术应用 摘要：高频链逆变技术用高频变压器代替传统逆变器中笨重的工频变压器，大大减小了逆变器的体 积和重量。在高频链的硬件电路设计中，高频变压器是重要的一环。叙述了高频变压器的设计过程。 实验结果证明该设计满足要求。 关键词：高频链；高频变压器；逆变器 引言 MESPELAGE于1977年提出了高频链逆变技术的新概念[1]。高频链逆变技术与常规的逆变技术最 大的不同，在于利用高频变压器实现了输入与输出的电气隔离，减小了变压器的体积和重量。近年来， 高频链技术引起人们越来越多的兴趣。 1 概述 图1是传统的逆变器框图。其缺点是采用了笨重庞大的工频变压器和滤波电感，导致效率低，噪 音大，可靠性差。另外，谐波含量大，波形畸变严重，与要求的优质正弦波相差甚远。
图2所示为电压源高频链逆变器的框图，该方案是当今研究的最先进方案[2]，也是本文中采用的方案。采用此方案有其一系列的优点，诸如，以小型的高频变压器替代工频变压器；只有两级功率变换；正弦波质量高；控制灵活等。高频变压器是高频链的核心部件，肩负着隔离和传输功率的重任，其性能好坏直接决定逆变器的性能好坏。不合格的变压器温升高，效率低，漏感严重，输出波形畸变大，直接影响电路的稳定性和可靠性，甚至损坏开关器件，导致实验失败。 2 高频变压器的设计 设计高频变压器首先应该从磁芯开始。开关电源变压器磁芯多是在低磁场下使用的软磁材料，它有较高磁导率，低的矫顽力，高的电阻率。磁导率高，在一定线圈匝数时，通过不大的激磁电流就能承受较高的外加电压，因此，在输出一定功率要求下，可减轻磁芯体积。磁芯矫顽力低，磁滞面积小，则铁耗也少。高的电阻率，则涡流小，铁耗小。各种磁芯物理性能及价格比如表1所列。铁氧体材料是复合氧化物烧结体，电阻率很高，适合高频下使用，但Bs值比较小，常使用在开关电源中。本文采用的就是铁氧体材料。 表1 各种磁芯特性比较表
反激变压器设计实例(二)
反激变压器设计实例（二） 目录 反激变压器设计实例（二） (1) 导论 (1) 一．自跟踪电压抑制 (2) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (4) 3. 选择反击变换器功率元件 (5) 3.1 输入整流器和电容器 (5) 3.2 原边开关晶体管 (5) 3.3 副边整流二极管 (5) 3.4 输出电容 (6) 4. 电路搭接和输出结果 (6) 总结 (7) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来，这里整个反激电路最核心的部件已经确定，我们可以利用saber建立电路拓扑，由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制，输出电容随便输出一个值（由于C1作为输出储能单元，其容值估算应考虑到输出的伏秒，也有人用1~2uF/W进行大概估算），这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A，故负载选择4欧姆电阻，对于5V/10A的输出，通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得，1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝，寄生电感通常为5%，由于副边匝数较少，可不考虑寄生电感，所以原边寄生电感为27uH，电阻为11.57mΩ，最终结果如图1所示。
图1.反激电路主拓扑 图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出，变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出，其开关应力过高，不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中，有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在，集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次，不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术，开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一．自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载，在晶体管关断时，由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中，在其集电极将会产生高压。 在反激变换器中，储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。可是由于漏感的存在，在反激期间开始时，除非采用一定形式的电压抑制，集电极电压会有增加的趋势。在图3中，变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为L TL，并折算到变压器原边与原边主电感L p相串联。 考虑在关断后紧接着导通这个动作，在此期间T1原边绕组中已建立电流。当晶体管Q关断
反激变压器绕制详解
反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑） 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定 了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压
开关电源-高频-变压器计算设计
要制造好高频变压器要注意两点： 一是每个绕组要选用多股细铜线并在一同绕,不要选用单根粗铜线,简略地说便是高频交流电只沿导线的表面走,而导线内部是不走电流的实习是越挨近导线中轴电流越弱,越挨近导线表面电流越强。选用多股细铜线并在一同绕,实习便是为了增大导线的表面积,然后更有效地运用导线。 二是高频逆变器中高频变压器最好选用分层、分段绕制法,这种绕法首要目的是削减高频漏感和降低分布电容。 1、次级绕组：初级绕组绕完，要加绕(3~5 层绝缘垫衬再绕制次级绕组。这样可减小初级绕组和次级绕组之间分布电容的电容量，也增大了初级和次级之间的绝缘强度，契合绝缘耐压的需求。减小变压器初级和次级之间的电容有利于减小开关电源输出端的共模打扰。若是开关电源的次级有多路输出，而且输出之间是不共地的为了减小漏感，让功率最大的次级接近变压器的初级绕组。 若是这个次级绕组只要相对较少几匝，则为了改善耦合状况，仍是应当设法将它布满完好的一层，如能够选用多根导线并联的方法，有助于改善次级绕组的填充系数。其他次级绕组严密的绕在这个次级绕组的上面。当开关电源多路输出选用共地技能时，处置方法简略一些。次级能够选用变压器抽头方式输出，次级绕组间不需要采用绝缘阻隔，从而使变压器的绕制愈加紧凑，变压器的磁耦合得到加强，能够改善轻载时的稳压功能。 2、初级绕组：初级绕组应放在最里层，这样可使变压器初级绕组每一匝用线长度最短，从而使整个绕组的用线为最少，这有效地减小了初级绕组自身的分布电容。通常状况下，变压器的初级绕组被规划成两层以下的绕组，可使变压器的漏感为最小。初级绕组放在最里边，使初级绕组得到其他绕组的屏蔽，有助于减小变压器初级绕组和附近器材之间电磁噪声的相互耦合。初级绕组放在最里边，使初级绕组的开始端作为衔接开关电源功率晶体管的漏极或集电极驱动端，可削减变压器初级对开关电源其他有些电磁打扰的耦合。 3、偏压绕组：偏压绕组绕在初级和次级之间，仍是绕在最外层，和开关电源的调整是依据次级电压仍是初级电压进行有关。若是电压调整是依据次级来进行的则偏压绕组应放在初级和次级之间，这样有助于削减电源发生的传导打扰发射。若是电压调整是依据初级来进行的则偏压绕组应绕在变压器的最外层，这可使偏压绕组和次级绕组之间坚持最大的耦合，而与初级绕组之间的耦合减至最小。 初级偏压绕组最佳能布满完好的一层，若是偏压绕组的匝数很少，则能够采用加粗偏压绕组的线径，或许用多根导线并联绕制，改善偏压绕组的填充状况。这一改善方法实际上也改善了选用次级电压来调理电源的屏蔽才干，相同也改善了选用初级电压来调理电源时，次级绕组对偏压绕组的耦合状况。 高频变压器匝数如何计算？很多设计高频变压器的人都会有对于匝数的计算问题，那么我们应该
反激变压器设计过程
精心整理 反激变压器设计过程 1、初始值设定 1.1开关频率f[kHz] 对于要接受EMI规格适用的产品，不要设定在150kHz（预计余量的话120kHz左右）以上。一般设定在65kHz左右。 1.2输入电压范围设定 主要对瞬时最低输入电压／连续最低输入电压／最大输入电压的3类进行设定。 项目内容 瞬时最低输入电压 V inmin1[V] 考虑了停电保持的最低DC输入电压。为设计的基准。 连续最低输入电压V inmin2[V] 规格书上的最低AC输入电压×1.2倍。用于算出绕线的电流容量。 最大输入电压V inmax[V] 规格书上的最大AC输入电压×1.414倍。用于开关元器件／整流元器件的耐电压算出。 1.3最大输出电流设定 对于过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流（在规格书上有规定的情况下）3种类，进行设定。 另外，在这最大输出电流中需包括对于各自偏差的余量。 项目内容 过电流保护最大输出 电流 I omax1[A] 考虑了偏差的最大电流×余量1.1～1.2。 连续最大输出电流I omax2[A] 额定输出电流×余量1.1～1.2。为设计的基准。但是，在有峰值最大电流的情况下，只将峰值最大电流作为设计基准使用。连接最大电流只用于算出绕线的电流容量。 峰值最大输出电流 I opeak[A] 峰值最大电流×余量1.1～1.2。为设计的基准。 1.4最大二次绕组输出端电压设定 用以下公式算出： 最大二次绕线端输出电压：V N2max[V]＝接插件端输出电压＋线间损失0.1～0.5V＋整流元器件Vf0.4～0.6V
※在有输出电压可变的情况下，根据客户要求规格书的内容不同，适用的范围而各不相同。 客先要求规格书内容 只保证输出电压 ※只在装置试验时电压可变的情况下。磁芯用最大输出电压来设计。绕线是用额定输出电压来设计。 保证所有的性能 ※在实际使用条件下通常的电压可变的情况下。磁芯、绕线都用最大输出电压来设计。 1.5一次电流倾斜率设定 输入电压，瞬时最低动作电压、输出电流，在过电流保护最大输出电流／连接最大输出电流／峰值最大输出电流的任意一个最大输出电流的条件下，设定图1－１的一次电流波形的斜率。K的设定公式如下。 作为目标，设定到0.5～0.6，兼顾到之后的其他特性，作最适当的变更。 1.6最大占空比设定 一般设定为0.45～0.65。 1.7最大磁通密度设定（Bmax） 设定为磁芯的产品目录上所记载的饱和磁通密度 ×0.8～0.9。 图1-2中表示了TDK制的磁珠磁芯PC44的B-H 曲线图。 磁芯的磁通密度B[T]，如图1-2所示，与磁场强度H[A/m]成比例，增加。另外，当B达到一定的值时，在那基础上，即使增加H，B也不会增加。在此磁束饱和状态下，不仅仅达不到作为变压器的机能，还有开关FET破损的危险性，因此磁芯绝对必须在此饱和磁通密度以下来使用。 另外，从产品目录上引用数据时，需要在符合使用条件的温度下选择饱和磁通密度，因此请注意。 ※磁芯的饱和磁通密度是根据温度而变动。在TDK制PC44的120℃下的饱和磁通密度，将降低到25℃时的值的68.6％。因此，如果在25℃的条件下设计的话，有可能发生使用时的故障。図１－２PC44B-Hカーブ温度特性 设计的要点： ?单一输入的情况下设定为0.45、普遍输入的情况下设定为0.65左右。 ?最大占空比的设定，对开关元器件、整流元器件施加耐压方面会造成影响，因此要进行适当的设定。加宽最大占空比的话，开关元器件的耐压将会上升，缩小最大寻通角的话，整流元器件的耐压将会上升。 .设定到考虑了控制IC保证的最大占空比（外部设定时，其设定值）的偏差的最小值×0.9以下。
反激变压器设计实例(一)
反激变压器设计实例（一） 目录 1.导论 (1) 2.磁芯参数和气隙的影响 (1) 2.1 AC极化 (2) 2.2 AC条件中的气隙影响 (2) 2.3 DC条件中的气隙影响 (2) 3. 110W反激变压器设计例子 (3) 3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (3) 3.2 步骤2，选择导通时间 (5) 3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (5) 3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (5) 3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (6) 3.6 步骤6，计算副边匝数 (6) 3.7 步骤7，计算附加匝数 (7) 3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (7) 3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (8)
3.10 步骤10，计算气隙 (8) 3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (9) 4 反激变压器饱和及暂态影响 (10) 1.导论 由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。 为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。 2.磁芯参数和气隙的影响 图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。 注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙的长度变化，但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步，在有气隙的情况下，磁场强度H越大，剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。
反激电源变压器的参数设计
开关电源学习 漏感：变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通！ 变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈,因此产生漏磁的电感称为漏感。 RCD钳位电路的作用：反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组，导致漏感的反激电动势很大，高压很容易导致开关管的损坏，所以用RCD钳位电压到安全的范围，将漏感的能量存储在电容C中，再由电阻R消耗掉。 反激式开关电源：反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。 演变的过程 把MOS和二极管D1放到下面，与上图等效。 在A B之间增加一个变压器，由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的，所以用这个变压器来等效。
由于电感和变压器的初级电感并联，为了直观把电感合二为一，并且调整变压器的同名端得到下图； 上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了，由于变压器在开关管导通时储存能量，断开时通过次级绕组释放能量，变压器的实质是耦合电感，耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离，而且实现了电压的变换，而不仅仅是通过改变占空比来实现。由于此耦合电感并非理想器件，所以存在漏感，而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时，漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰，从而会导致器件的损坏。故而，我们必须对漏感能量进行处理，最常见的就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量，用R来耗散之。
二极管的反向恢复电流理想的二极管在承受反向电压时截止，不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时，PN结内的电荷被积累，当二极管承受反向电压时，PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。因此，输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。可以通过在二极管两端并联RC缓冲器，以抑制其反向恢复噪声.。碳化硅材料的肖特基二极管，恢复电流极小。 形成原因 二极管在接反向电压的时候，在两边的空穴和电子是不接触的，没有电流流过，但是同时形成了一个等效电容（因为两边带电么，而且这个值又不为零），如果这个时候改变两边的电压方向，自然有一个充电的过程，这个时间就是了。 由输出整流二极管产生的干扰在输出整流二极管截止时，有一个反向电流，它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。其中能将反向电流迅速恢复到零点的二级管称为硬恢复特性二极管，这种二极管在变压器漏感和其它分布参数的影响下，将产生较强的高频干扰，其频率可达几十MHz。 反向恢复过程短的二极管称为快恢复二极管（Fast Recovery Diode）。高频化的电力电子电路要求快恢复二极管的反向恢复时间短，反向恢复电荷少，并具有软恢复特性。 所有的PN结二极管，在传导正向电流时，都将以少子的形式储存电荷。少子注入是电导调制的机理，它导致正向压降（VF）的降低，从这个意义上讲，它是有利的。但是当在导通的二极管上加反向电压后，由于导通时在基区存贮有大量少数载流子，故到截止时要把这些少数载流子完全抽出或是中和掉是需要一定时间的，即反向阻断能力的恢复需要 经过一段时间，这个过程就是反向恢复过程，发生这一过程所用的时间定义为反向恢复时间trr 反激电源变压器的参数设计 对于反激电源而言，需要输入指标，输出指标，有些是客户直接给的，有的则要我们认为的选择。参数主要包括：输入交流电压范围，输出电压，输出电流，效率，开关频率等；
反激变压器设计步骤及变压器匝数计算
1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电 流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]
开关电源反激式变压器计算公式与方法
开关电源反激式变压器计算公式与方法 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]
原边电感量：Lp =(Dmax * Vindcmin)/ (fs * ΔIp) 开关管耐压：Vmos =Vindcmax+开关管耐压裕量(一般用150V)+Vf *反激电压(Vf)的计算: Vindcmin * Dmax = Vf *（1- Dmax） 原边与副边的匝比：Np / Ns = Vf / Vout 原边与副边的匝比：Np / Ns = (Vdcmin * Dmax)/ [Vout * (1-Dmax)] 原边电流：[1/2 * （Ip1 + Ip2）] * Dmax * Vindcmin = Pout / η 磁芯：AwAe = (Lp * Ip2^2 * 10^4 / Bw * Ko * Kj) * 原边匝数：Np = (Lp * Ip^2 * 10^4 )/ (Bw * Ae) 气隙：lg = π * Np^2 * Ae * 10^-8 / Lp Lp:原边电感量, 单位：H Vindcmin:输入直流最小电压,单位：V Dmax:最大占空比: 取值~ Fs:开关频率 (或周期T),单位：Hz ΔIp:原边电流变化量,单位：A Vmos:开关管耐压，单位：V Vf:反激电压：即副边反射电压，单位：V Np:原边匝数,单位：T) Ns:副边匝数,单位：T) Vout:副边输出电压,单位：V η:变压器的工作效率 Ae:磁芯截面积,单位：cm2 Ip2:原边峰值电流，单位：A Bw:磁芯工作磁感应强度，单位：T 取值~ Ko:窗口有效用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为～ Kj:电流密度系数，一般取395A/ cm2(或取500A/cm2) Lg:气隙长度，单位：cm 变压器的亿裕量一般取150V 什么是反激电压假定原副边的匝比为n，在原边开关管截止时，开关管的高压端电压为 Vin(dc)+nVo, nVo即为反激到原边的电压。在反激电源的工作原理中，原边开关管截止时，变压器能量传递，次级二极管导通，次级绕组两端的电压，会“折射”到原边（用同名端对电位），叠加在开关管高压端。同理当原边开关管导通时，次级二极管是截止的，二极管上的电压除了输出电压Vo,还有原边“折射”过来的电压Vin(dc)/n，及Vo+[Vin(dc)/n,].。所以，匝比的设计，除了影响占空比，也影响着原边开关管及次级二极管的应力选择。 在变压器线圈匝数未知的情况下，如何计算磁芯工作时的磁感应强度Bw测量其电感量（可用压
高频变压器参数计算方法
高频变压器参数计算 一．电磁学计算公式推导： 1．磁通量与磁通密度相关公式： Ф = B * S ⑴ Ф ----- 磁通(韦伯) B ----- 磁通密度(韦伯每平方米或高斯) 1韦伯每平方米=104高斯 S ----- 磁路的截面积(平方米) B = H * μ ⑵ μ ----- 磁导率(无单位也叫无量纲) H ----- 磁场强度(伏特每米) H = I*N / l ⑶ I ----- 电流强度(安培) N ----- 线圈匝数(圈T) l ----- 磁路长路(米) 2．电感中反感应电动势与电流以及磁通之间相关关系式： E L =⊿Ф / ⊿t * N ⑷ E L = ⊿i / ⊿t * L ⑸ ⊿Ф ----- 磁通变化量(韦伯) ⊿i ----- 电流变化量(安培) ⊿t ----- 时间变化量(秒) N ----- 线圈匝数(圈T) L ------- 电感的电感量(亨) 由上面两个公式可以推出下面的公式： ⊿Ф / ⊿t * N = ⊿i / ⊿t * L 变形可得： N = ⊿i * L/⊿Ф 再由Ф = B * S 可得下式: N = ⊿i * L / ( B * S ) ⑹ 且由⑸式直接变形可得： ⊿i = E L * ⊿t / L ⑺ 联合⑴⑵⑶⑷同时可以推出如下算式: L =(μ* S )/ l * N2 ⑻ 这说明在磁芯一定的情况下电感量与匝数的平方成正比(影响电感量的因素) 3．电感中能量与电流的关系： Q L = 1/2 * I2 * L ⑼ Q L -------- 电感中储存的能量(焦耳) I -------- 电感中的电流(安培) L ------- 电感的电感量(亨) 4．根据能量守恒定律及影响电感量的因素和联合⑺⑻⑼式可以得出初次级匝数比与占空比的关系式： N1/N2 = (E1*D)/(E2*(1-D)) ⑽ N1-------- 初级线圈的匝数(圈) E1-------- 初级输入电压(伏特) N2-------- 次级电感的匝数(圈) E2-------- 次级输出电压(伏特)