突发通信中数据辅助频偏估计算法研究
文章编号:1002-8692(2006)08-0013-03
突发通信中数据辅助频偏估计算法研究*
严俊,季仲梅,冯泉盛
(中国人民解放军信息工程大学通信工程系,河南郑州450002)
【摘要】分析了基于最大似然准则的3种典型数据辅助(DA)开环频偏估计算法:Kay算法、Fitz算法和L&R算法。利用MPSK信号对上述算法进行了计算机仿真验证,仿真结果表明:Kay算法的鉴频范围大,而Fitz算法和L&R算法的估计性能好。
【关键词】突发通信;数据辅助;频偏估计
【中图分类号】TN92【文献标识码】A
ResearchofData-AidedCarrierFrequencyOffsetEstimationAlgorithmsinBurst-ModeTransmission
YANJun,JIZhong-mei,FENGQuan-sheng
(UniversityofInformationEngineeringofPLA,Zhengzhou450002,China)
【Abstract】Inthispaper,threeData-Aided(DA)open-loopfrequencyoffsetestimationalgorithms-Kay,Fitz,andLuiseandReg-giannini(L&R)algorithms-areanalyzed.SimulationverifiedthesealgorithmsforMPSK,andtheresultshowsthattheKayalgo-rithmhaswiderestimationrangeandtheFitzandL&Ralgorithmshavethebetterperformanceofestimation.
【Keywords】burst-modetransmission;data-aided;frequencyoffsetestimation
1引言
在无线通信系统中,由于多普勒频移和振荡器的精确度等因素,使得接收信号的载波和本地载波存在一定的偏差,此频差的存在严重影响了解调器的性能,因此必须在接收端进行载波同步[1]。按是否使用训练序列可分为数据辅助同步方法和非数据辅助同步方法。非数据辅助同步方法不需要额外数据作为训练序列,一般利用循环前缀和数据中被复制部分的相关性进行同步,这类方法不降低系统传输数据的有效速率,具有较高的频谱利用率,但一般计算复杂度较高,估计精度较低,因此这种方法适合广播式连续传输系统如DAB/DVB系统等。数据辅助同步方法一般采用发送已知的训练序列或导频信号进行同步,具有估计精度高,计算简单,捕获范围大等优点,但降低了系统传输数据的有效速率和频谱利用率,这种方法适用于突发数据块传输系统。
传统接收机中,载波同步通常采用基于反馈的锁相环方式,此方法能使本地载波精确同步于接收信号载波,但环路捕获时间长。在无线高速突发通信系统中,要求快速恢复载波,传统的锁相环同步方式已不能满足这一要求。而前馈的开环同步方式,具有同步速度快、估计范围宽等优势,因此受到广泛关注。本文针对突发通信系统特点,对基于最大似然准则的3种典型数据辅助(DA)开环频偏估计算法:Kay算法、Fitz算法和L&R算法的原理进行了分析,结果表明:数据辅助频偏估计算法可利用发送信号的先验信息获得更为准确的频偏估计。2最大似然频率估计
在讨论最大似然频率估计中,假设:1)数据符号已知;2)符号定时是理想同步的;3)频偏远小于符号速率[2]。
在实际中,为了引出这些假设,先给出几个前提条件,并在这些条件下导出在随后介绍的频偏估计方法中均用到的检测变量z(k),z(k)的计算过程如图1所示。
其前提条件如下:
1)图1中g(-t)为匹配滤波器,满足奈奎斯特条件
∞
-∞
!g(t)g(t-kT)=1k=0
0其
"
他
(1)2)数据符号为MPSK调制
c
k
=ej!k:!
k
=0,2!/M,…,2!(M-1)/
"#
M(2)3)频偏v的范围相对符号速率较小,接收机输入信号为
r(t)=ej(2!vt+")"icig(t-iT-#)+n(t)(3)式中:"为随机相位,n(t)为加性高斯噪声,通过匹配滤波器g(-t)获得y(t),其离散采样y(k)$y(kT+#)具有以下形式
*国家“八六三”项目(2003AA123340)
图1z(k)计算实现框图
c*
k
t=kT+#
z(k)
y(k)
r(t)
g(-t)
?论文?
DigitalTV&digitalvideo
13
VIDEOENGINEERING
No.82006(SumNo.290)
2006年第8期(总第290期)
y(k)=∞
-∞
!
r(t)g(t-kT-!)dt=
e
j"
!i
ci∞
-∞!
e
j2"vt
g(t-iT-!)g(t-kT-!)dt+n(k)
(4)
其中噪声分量为
n(k)=∞
-∞
!
n(t)g(t-kT-!)dt
(5)
考虑到v"1/T,指数项ej2"vt
在符号内近似为常数,
有
ej2"vt
g(t-iT-!)≈ej2"v(iT+!)
g(t-iT-!)(6)其中匹配滤波器的输出为
y(k)=cke
j[2"v(kT+!)+"]
+n(k)
(7)
PSK数据符号满足ckc*
k=1,于是z(k)$y(k)c*
k=e
j[2"v(kT+!)+"]
+n′
(k)(8)
式中,n′(k)$n(k)c*
k,具有和n(k)相同的统计特性。
2.1Kay频偏估计算法
重写式(8)如下
z(k)=#(k)ej[2"v(kT+!)+"+$(k)]
(9)其中
%(k)e
j$(k)
$1+n′
(k)e-j[2"v(kT+!)+"]
(10)
考虑下式
argz(k)z*
(k-1%&
)=2"vT+$(k)-$(k-1)(11)
显然,argz(k)z*
(k-1%&
)是2"vT的带噪测量值,从{z(k)}中可以获得L0-1个这样的测量值。Kay对此进行了分析,导出v的频偏估计[3]
v
’=12"T
L0-1
k=1
(&(k)argz(k)z*
(k-1%&
)(12)
其中{&(k)}为窗函数,即
&(k)=32?L0L20
-11-
2k-L0
L0
)*2
+,
,k=1,2,…,L0-1(13)
2.2Fitz频偏估计算法
该算法是通过求z(k)的自相关来实现的[4]
。z(k)的自
相关R(m)由下式给出
R(m)$
1
L0-m
L0-1
k=m
(z(k)z*
(k-m),1≤m≤L0
-1
(14)
由式(11)可得
R(m)=e
j2"mvT
+n″
(m),1≤m≤L0-1(15)式中,n″(m)为零均值噪声项。误差为
e(m)$arg{R(m)}-2"mvT
(16)
对等式两边求和取平均平滑噪声项
1NNm=1(e(m)=1NN
m=1
(arg{R(m)}-"(N+1)vT(17)
令其噪声项为零,则可得到v的频偏估计[4]
v
#=1"N(N+1)T
N
m=1
(arg{R(m)}
(18)
2.3L&R频偏估计算法
该算法和Fitz算法均是根据式(15)导出的,对式(15)两边求和取平均平滑噪声项
1NN
m=1(R(m)=1NN
m=1(ej2"mvT+1NN
m=1
(n″(m)(19)
忽略噪声项,有
1NN
m=1(ej2"mvT≈1NN
m=1
(R(m)(20)
考察下面的等式
1NN
m=1
(ej2"mvT=sin"NvTsin"vTej2"(N+1)vT
(21)
当v≤1/NT时,sin("NvT)/sin("vT)为正数,有
v=1"(N+1)T
argN
m=1
(
e
j2"mvT
%&(22)
由此获得v的频偏估计[5]
v#=1"(N+1)T
arg
N
m=1
(
R(m%&)
(23)
3
算法性能分析及仿真结果
分别利用QPSK,8PSK信号对3种算法进行仿真,
并通过估计误差对码元速率的归一化方差及信噪比为
2dB的条件下获得的归一化估计均值考察算法性能。码元速率为2400Baud/s,匹配滤波器的滚降系数为0.5,码元观测长度L为32个码元,定时信息已知。每一个信
噪比下进行1000次蒙特卡罗仿真,并与MCRB(修正克拉米罗界)进行比较,MCRB由下式给出[6]
MCRB(v)=
3
2"2L3
Es/N0
(24)
图2可看出:对于MPSK信号,Kay,Fitz和L&R频偏估计算法的估计均方差差异不大;其中,Kay算法估计均方差性能要低于Fitz和L&R算法,频偏估计均方差在信噪比为8dB后才趋近与克拉米罗界。图3可看
出:Fitz和L&R算法的频偏估计范围分别约为码元速率的±0.028,±0.05;而Kay算法的估计范围要远远大于其他两种算法,约达到码元速率的±0.15。图4可看出:当信
噪比为2dB时,Kay算法的频偏估计范围约可达到码元速率的±0.25。图5可看出:随着观测长度的增大,各算法估计性能明显得到改善。
数字电视与数字视频
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VIDEOENGINEERING
No.82006(SumNo.290)
4
小结
从仿真结果看出:Fitz,L&R算法的优点在于频偏估
计精确度高,频偏估计均方差从低信噪比开始就始终与克拉米罗界趋近。但这2种频偏估计算法也存在一定缺点:与Kay算法相比,频偏估计范围较小。Kay算法可在低信噪比情况下对大频偏进行估计。
通过仿真验证表明:与非数据辅助算法相比,在发送
信号的先验信息已知的条件下,上述3种数据辅助算法可实现较为精确的频偏估计,算法实现简单,同步速度快,在无线高速突发通信中有很好的应用前景。参考文献
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!
作者简介:
严
俊(1981-),硕士生,主要研究方向为数字通信;
季仲梅(1962-),女,教授,硕士生导师,主要研究方向为数字通信;
冯泉盛(1979-),硕士生,主要研究方向为数字通信。责任编辑:张家豪
收稿日期:2006-05-22
图5
频偏归一化估计均方差随观测长度变化图(8PSK)
20
18161412
10
8
6
4
2
0
10-10
10-910-810-710-610-510-4
10-3
(Es/N0)/dB
频差归一化均方差
L=64MCRB
L=64L&RL=64FitzL=64KayL=128MCRBL=128L&RL=128FitzL=128Kay图2QPSK与8PSK频偏归一化估计均方差随信噪比变化图
20
161284010-8
10
-7
10-610-510
-4
10-3(Es/N0)/dB频偏归一化均方差
(a)QPSK
MCRB
L&RFitzKay20
16
1284
0
10-8
10-710-610-510-410-3(Es/N0)/dBMCRB
L&RFitzKay(b)8PSK
频偏归一化均方差
图3QPSK与8PSK频偏归一化估计均值图
0.15
0.00-0.10-0.10
-0.050.000.050.150.10归一化频率vT频偏归一化均值E[vT]
(a)QPSK
SNR=2L&R
SNR=2FitzSNR=2Kay0.100.150.00
-0.10-0.10
-0.050.000.050.150.10归一化频率vT(b)8PSK
SNR=2L&R
SNR=2FitzSNR=2Kay0.10频偏归一化均值E[vT]
图4
Kay算法频偏归一化估计均值图(8PSK)
0.4
0.20-0.2-0.4
-0.20
-0.15-0.10-0.050.000.100.050.150.20归一化频率vT
SNR=2Kay
频偏归一化均值E[vT]
DigitalTV&digitalvideo
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