4 CRH3型动车组变流器系统分析

CRH3型动车组牵引变流器结构紧凑，牵引变流

器设计成车下牵引箱，易于运用和检修的模块化结

构。牵引变流器输入侧为四象限脉冲整流器(4QC)，2

个4QC并联为一个共同的直流环节供电，中间电容

区部分存储能量，输出平滑的直流电压。输出端为一

个PWM逆变器，将直流环节电压转换成牵引系统所

要求的变压变频三相电源驱动4个并联的异步牵引

电机。列车工作在牵引状态时作为逆变器，将直流电

转变成电压频率变化的三相交流电供给牵引电动机；

列车处于再生制动时牵引电动机作为发电机运行，牵

引逆变器工作于整流状态，将三相交流电转变成直流

电，再由四相限整流器回馈电网。

4.1 牵引变流器主电路结构

CRH3型动车组牵引变流器采用电压型2电平式电路，由脉冲整流器、中间直流电路、逆变器构成。变压器牵引绕组AC1550V、50Hz交流电输入脉冲整流器。2电平PWM变频脉冲整流器采用IGBT元件，实现输出直流电压2600V～3000V定压控制、牵引变压器原边电压、电流、功率因数的控制，以及无接点控制装置保护。再生制动时，脉冲整流器接收滤波电容器输出的直流3000V电压，向牵引变压器供应AC1500V、50Hz交流电并返回电网。滤波电容器直流电压输入逆变器，根据IGBT控制信号，输出变频变压的三相交流电，对4台并联的牵引电机进行转速、转矩控制。再生制动时逆变器控制在功能上按正向程序转换，感应电机发出三相交流电，逆变器向滤波电容器输出直流电压。牵引电机采用直接转矩控制方式，使转矩控制反应高速化，提高了系统动态响应性能。

CRH3型动车组编组形式为8辆编组，动力配置为4M+4T ( M为动力车厢，T为拖车车厢)，其中相邻两动车为1个基本动力单元。每个动力单元具有独立的牵引传动系统。

图4.1 CRH3型动车组牵引传动系统

CRH3牵引传动系统组成原理图如图4.1所示，在动车组中装有4 个完全相同且互相独立的动力单元，每个独立的动力单元都相同，其电路如图4.2所示。相邻的两辆动车为一个基本动力单元，每一个动力单元由一个带牵引控制单元的牵引变流器，以及4 个并联的牵引电动机。一个动力单元主要由1 台主变压器、2 台牵引变流器和8 台牵引电机等组成。牵引变压器原边额定电压为单相交流25 kV/50 Hz，副边电压1 550 V/50 Hz。牵引变流器的输入侧的整流器为四象限脉冲整流器( 4QC) 。两个4QC 并联为一个共同的DC 连接供电，并产生脉冲DC 电压。输出端有一个PWM 逆变器，它把DC 连接电压转换成牵引系统所要求的变频和变压的三相电源，驱动4 个并联的异步牵引电机。

主电路的工作过程：

架设在TC02车车顶的受电弓从接触网接收AC25KV的交流电，然后通过布设在车顶和车端的高压电缆将电能输送到装在TC02车下的牵引变压器，变压器的副边感应出4组1550V的电压，并通过车辆间的连接线到设在动车车下的变流器单元。变流器单元内部的四象限整流器将1550V的交流电整流为2700V-3600V的中间直流电压。中间直流电压通过PWM变频单元向牵引电机提供变压、变频的三相交流电源。其中限压电阻接在中间直流电路的两极，防止出现过高电压，辅助变流器的输入也取自中间直流环节。

主电路设备主要包括：牵引变压器及其冷却系统、牵引变流器及其冷却系统、牵引电动机及传动装置、限压电阻、高压电器等

图4.2 CRH 3基本动力单元原理图 4.3 变流器的组成部分及工作原理

CRH3型动车组采用两重四象限脉冲整流器，它是能否实现能量的再生的最重要的器件，即列车牵引传动系统电源侧变流器。在CRH3动车组的牵引过程时，它作为整流器，将来自主变压器的1550V 左右的单相交流电转化为2600V 的直流电。在CRH3型动车组的制动过程时，它作为逆变器，将2600V 的直流电转化为1550V 作用的交流电。它可以方便的运行与电压电流平面的四个象限，因此叫做四象限脉冲整流器。

4.3.1 四象限脉冲整流器

单相两电平脉冲整流器工作原理：

单相两电平脉冲整流器主电路图如图4.1所示，L 和R 分别为牵引绕组的漏电感和电阻，开关管1T 、2T 、3T 、4T 组成一个全控桥电路，2L 和2C 为二次滤波电路，d C 为中间直流侧滤波电容。其简化的等效电路图如图4.3所示。

图4.3单相两电平脉冲整流器主电路图

为了便于分析，定义理想开关函数A S ，和B S ，其开关函数如（4-1）和（4-2）

所示。

A S =???==导通导通2101T T （4-1）

B S =???==导通导通4

301T T （4-2）采用理想开关函数并忽略牵引绕组电阻，则图4.1所示的两电平脉冲整流器主电路图可以等效为图4.4所示的电路。

图4.4单相两电平脉冲整流器开关等效电路图

L N 图4.5 脉冲整流器简化主电路图

单相两电平脉冲整流器主电路进一步可简化为上图4.5。

很容易写出脉冲整流器的电压矢量平衡方程为:

N U =ab U +N N I jwL （4-3）

式中 N U :二次侧牵引绕组电压相量 N I :二次侧牵引绕组电流的基波相量

ab U :调制电压的基波相量

当二次侧牵引绕组电压N U 一定时，N I 的幅值和相位仅由ab U 的幅值及其与N U 的相位差来决定。改变基波的幅值和相位，就可以使ab U 与N I 同相位或反相位。在牵引状态下，N U 与N I 的相位差为0，该状态下的相量图如图4.4.1所示，此时ab U 滞后N U 此时脉冲整流器向直流侧输送电能;在制动状态下N U 与N I 的相位差为180度，该状态下的相量图如图4.4.2所示，此时ab U 超前N U ，电机通过脉冲整流器向接触网反馈能量。

I U I N R N U ab N R N

U U N

I N

4.4.2制动工况相量图

4.4.1牵引工况相量图图4.4单位功率因数脉冲整流器相量图

由于上下桥臂不允许都导通，所以i S (i = A, B)与i S '必须满足i S '=1-i S 。于是，ab U 的取值有d U +,0, d U -、

三种电平，有效的开关组合有4种，即A S 、B S =00, 01, 10, 11四种逻辑组合，则调制电压ab U 可表示为:

ab U =(A S 一B S )d U （4-4）

根据理想开关的开闭状态，脉冲整流器共有3中工作模式:

(1)模式1: A S B S =00/11，即下桥臂开关元件或上桥臂开关元件全部导通，此时ab U = 0，由支撑电容电容d C 向负载供电，牵引变压器二次绕组端电压N U 直接加在漏电感N L 上，对漏电感N L 充、放电。当N u >0时，1D 与3T 导通或4D 与2T 导通，电源电流N i 上升，电源给漏电感N L 储存能量；当N u <0时，3D 与1T 导通或2D 与4T 导通，电源电流N i 下降，漏电感N L 开始释放能量，回馈给电源。

(2)模式2: A S B S =01，其等效电路如图4.5 ( a)所示，此时ab U = d U -，1T 、4T 同时关断，由2T 、3T 或2D 、3D 导通形成回路。当N u >0时，电源电流N i 上升，电源和直流环节（负载）共同给漏电感N L 储存能量；当N u <0时，电源电流N i 下降，漏电感N L 释放开始能量，供给直流环节（负载）并同时回馈给电源。

(3)模式3: A S B S =10，其等效电路如图4.5 ( b)所示，此时ab U = d U ,2T 、3T 同时关断，由1D 、4D 或1T 、4T 导通形成回路。当N u >0时，电源电流N i 下降，电源和漏电感共同向直流环节提供能量，即变流器工作在整流状态。当N u <0时，电源电流N i 上升，直流环节和漏电感共同提供能量，并同时回馈给电源，即变流器工作在逆变状态。

L AC L

N L

L N

图4.5 不同开关模式下的等效电路图

在实现能量变换时，电源电流究竟是义正的或负的符号流到直流回路，还是

直流电压以负的或正的符号接到交流侧，究竟是工作在整流状态还是逆变状态，这取决于哪些开关处于导通状态，根据对三种工作模式的分析，不难发现：全控桥中相同位置处不同性质的元件导通时，电源处于短路状态。全控桥中对角位置处相同性质的元件导通时，工作在能量传递状态。若1T -4T 或2T -3T 导通，工作在逆变反馈状态，由负载向电源输送能量；若1D -4D 或2D -3D 导通，工作在整流状态，由电源向负载（直流环节）输送能量。

4.3.2 两电平脉冲整流器PWM 控制原理

理想电子开关的状态选择，通过PWM 过程中调制波与载波间的相互关系产

生，在调制波与载波交点时刻控制电路中开关元件的通断，按照a 、b 两端分别产生相应的开关状态值。a 、b 两端的调制信号相位相反，而载波信号相位相同，也可共用一个载波信号。调制方式如图4.6所示

图4.6两电平脉冲整流器PWM 调制示意图

当a u >c u ,电子开关A S =1，否则A S =0

当b u >c u ,电子开关B S =1，否则B S =0

4.3.3 电压型四象限脉冲整流器的控制方法

四象限脉冲整流器的常用控制策略有:间接电流控制、滞环直接电流控制、定时瞬时值电流控制、瞬态直接电流控制、预测直接电流控制等。脉冲整流器采用双闭环控制：电压控制为外环，电流控制为内环。目前普遍采用瞬态电流控制和电压相量控制两种方法，在CRH 3动车组中，采用瞬态直接电流控制策略。瞬态直接电流控制是目前机车上采用较多的控制策略，该控制策略具有实现简单，能够有效抑制二次侧牵引绕组的电流谐波，直流侧电压纹波小，动态响应好等优点。瞬态直接电流控制其原理框图如图4.7所示。它主要由电压、电流传感器，电压、电流调节器，比较器，函数发生器，运算器和SPWM 控制器等组成。

图4.7两电平脉冲整流器瞬态直接电流控制框图

瞬态直接电流控制为电压电流双闭环控制系统，其策略具有实现简单，能够有效抑制二次牵引绕组的电流谐波、直流侧电压纹波小、控制精度高、动态响应快等优点。

瞬态直接电流控制的基本思想：为达到使中间直流环节电压恒定控制的目

的，须将实时检测到的中间直流电压d U 与给定值*d U 比较，若d U <*d U 时U >0,PI

调节器的输出*N I 增加，使脉冲整流器的输入电流增加，达到增加d U 的目的。当

d U >*d

U 时，调节过程则反之。

4.3.4 中间支撑电容

中间回路支撑电容器

C的主要作用：一是与脉冲整流器、逆变器交换无功

功率和谐波功率，二是支撑中间回路电压，使其保持稳定。中间直流回路与两端变流器之间存在着复杂的能量交换过程，没有简单实用的方法来选择合适的支撑电容

C的大小，其容量可以根据中间直流环节所允许的电压脉动量决定，电容d

容量越大则脉动电压越小;而电机的负荷越大，则电压脉动就越大。

从储能效果出发, 即稳定中间直流电压的能力方面来看, 支撑电容器电容值取得越大越好, 然而从成本与体积方面考虑, 则希望电容值能取得尽可能小些, 此外,支撑电容器盲目增大, 将引起直流回路短路时能量释放巨大, 增加了故障时的破坏力, 降低了设备的安全性。因此, 为使系统达到最优的性价比, 支撑电容器电容值的选择成了变流器设计中一个重要环节。

支撑电容器的主要技术参数：

支撑电容器主要技术参数包括直流额定电压、额定电流、电容值、等效串联电感值、耐压、工作温度, 其定义与解释参见机车车辆设备电力电容器标准。支撑电容器的工作电压为变流器直流电路的工作电压, 因此设计选型时额定工作电压一般选直流回路的最高工作电压即可; 耐压与工作温度可由牵引变流器系统应用条件确定; 电感值由电容器本身的结构决定, 设计选型时只需确定该两项参数能满足使用要求即可。因此, 对支撑电容器的选型而言, 重点是确定支撑电容器的额定工作电流与电容值。

4.3.5 两电平式牵引逆变器

牵引逆变器可以分成电压型和电流型两种，CRH3动车组采用电压型逆变器。列车在牵引状态时，牵引逆变器将直流电转变成电压、频率均可变化的三相交流电供给牵引电机，同时通过调节三相输出电压波形控制牵引电动机的磁通和转矩。因此，异步牵引电动机的驱动性能主要取决于逆变器的控制。提高逆变器的开关频率，采用磁场定向矢量控制和直接转矩控制等高动态性能的控制技术，有利于体现异步牵引电动机其优良的牵引性能。列车处于再生制动状态时，牵引逆变器工作于整流状态，将三相交流电转变成直流电，再由单相脉冲整流器回馈电网。根据输出电压电平数的不同，电压源型牵引逆变器又分为两电平式、三电平式等拓扑结构。CRH3动车组采用两电平电压型逆变器。

○1两电平式牵引逆变器结构与工作原理

两电平牵引逆变器主电路图如图4.8所示，逆变器共有3个桥臂，每个桥臂由2个开关器件以及对应的续流二极管组成，同一个桥臂的上下两个开关不能同时导通，所以开关状态共有32= 8种组合。

图4.8两电平逆变器主电路图

为了分析方便，同样定义3个理想开关函数如下：

A S =???==导通导通4101T T （4-5）

B S =???==导通导通6301T T （4-6）

C S =???==导通导通2

501T T （4-7）逆变器采用理想开关等效，牵引电机采用感抗等效，且假设A Z =B Z =C Z ,则图4.8所示的两电平逆变器主电路图可等效为图4.9所示的电路。显然，由A S 、B S 、C S 所组成的电路共有8种组合状态，对应主电路有8种工作模式。表示为电压矢量分别为: 0V ( 000 ), 1V (001)、2V (010)、3V (011)、4V (100)、5V (101)、6V (110)、7V (111)。电压矢量图如图4.10所示。

图4.9两电平牵引逆变器开关等效图

图4.10两电平逆变器空间电压矢量

其开关状态及相应的工作模式分析：

（1）工作模式0：开关管2T 、4T 、6T 导通，1T 、3T 、5T 关断；其a 、b 、c 端相电压分别为aN u =0，bN u =0，cN u =0；相应的线电压分别为ab u =0，

bc u =0，ca u =0；与该工作模式对应的电压空间矢量为0V

（2）工作模式1：开关管4T 、5T 、6T 导通，1T 、2T 、3T 关断；其a 、b 、c 端相电压分别为aN u =3d U -，bN u =3d U -，cN u =32d U ；相应的

线电压分别为ab u =0，bc u =d U -，ca u =d U ；与该工作模式对应的电压空

间矢量为5V

（3）工作模式2：开关管2T 、3T 、4T 导通，1T 、5T 、6T 关断；其a 、b 、c 端相电压分别为aN u =3d U -，bN u =32d U ，cN u =3d U -；相应的

线电压分别为ab u =d U -，bc u =d U ，ca u =0；与该工作模式对应的电压空

间矢量为3V

（4）工作模式3：开关管3T 、4T 、5T 导通，1T 、2T 、6T 关断；其a 、b 、c 端相电压分别为aN u =2d U -，bN u =3d U ，cN u =3d U ；相应的线

电压分别为ab u =d U -，bc u =0，ca u =d U ；与该工作模式对应的电压空间

矢量为4V

（5）工作模式4：开关管1T 、2T 、6T 导通，3T 、4T 、5T 关断；其a 、b 、c 端相电压分别为aN u =32d U ，bN u =3d U -，cN u =3d U -；相应的

线电压分别为ab u =d U ，bc u =0，ca u =d U -；与该工作模式对应的电压空

间矢量为1V

（6）工作模式5：开关管1T 、5T 、6T 导通，2T 、3T 、4T 、关断；其a 、b 、c 端相电压分别为aN u =3d U ，bN u =32d U -，cN u =3d U ；相应的线

电压分别为ab u =d U ，bc u =d U -，ca u =0；与该工作模式对应的电压空间

矢量为6V

（7）工作模式6：开关管1T 、2T 、3T 导通，4T 、5T 、6T 关断；其a 、b 、c 端相电压分别为aN u =3d U ，bN u =d U ，cN u =32d U -；相应的线电压分别为ab u =0，bc u =d U ，ca u =d U -；与该工作模式对应的电压空间矢量为2V

（8）工作模式7：开关管1T 、3T 、5T 导通，2T 、4T 、6T 关断；其a 、b 、c 端相电压分别为aN u =0，bN u =0，cN u =0；相应的线电压分别为ab u =0，

bc u =0，ca u =0；与该工作模式对应的电压空间矢量为7V

○

2两电平牵引逆变器控制方式牵引逆变器主要采用如下四种方式进行调节：异步调制、同步调制、分段同步调制及方波控制四种调制方式。由此产生控制IGBT 通断的PWM 脉冲。因为定子的电压频率不是单一的，所以对应不同频率片段采用不同的调制方式。方波控制即单脉冲控制，是指输出交流量的每半个周期中只有一个电压或电流脉冲，其输出频率通过脉冲周期进行调节，而输出量的有效值由脉冲持续时间决定。本文重点对牵引逆变器的PWM 控制方式做一讨论。所谓PWM 控制技术，就是利用半导体器件的开通和关断把直流电压变换成一定形状的电压脉冲序列，从而达到变频、调压和消除谐波等目的的一种控制方法。

四种控制方法的分析

（1）异步调制方式：在实行SPWM 脉宽调制时，在一个调制信号周期内所包含的三角载波的个数称为载波频率比N (亦即载波比)。载波比N= 载波频率/调制波频率，载波比N 为常数，载波信号和调制信号保持同步的调制方式为同步调制，在变频调速过程中，载波个数随定子电压频率相应变化的调制称为异步调制。

对于异步调制方式，当正弦控制信号的频率变化时，通常保持三角载波信号的频率和幅值不变。在异步电机刚启动时，由于系统在低频区工作，为了使系统能够正常工作，通常采用异步调制方式，

（2）同步调制方式：指载波信号和调制信号保持同步的调制方式，在该调制方式下载波比保持不变。因为三相系统的特点，为了保持三相之间的平衡，通常载波比为3的整数倍。由于当载波比为偶数时，载波的正负半周不呈180度分布会造成波形左右的不对称从而出现偶次谐波问题，故载波比又必须是奇数。但是同步调制方式也有自身的局限性，刚开始逆变器的输出频率较低，较

小的载波比会引起谐波的明显增大从而产生较大的噪音，为此我们需要选取较大的载波比。然而，随着逆变器输出频率的不断增大，开关频率也逐渐升高，开关有可能承受不住。

（3）分段同步调制方式：为了扬长避短，可将同步调至和异步调制结合起来，成为分段同步调制方式。即把整个频率分成不同的频率段，在不同的频率段均采用同步调制方式，不同之处在于每段的载波比N不同，在段内则维持载波比N的稳定，则可以解决开关无法承受或者噪音干扰大的问题。当逆变器输出频率小时，可以采用较大的载波比；相反，在逆变器输出频率逐渐增大的过程中，可以逐渐减小载波比。

（4）方波调制方式：即通过单脉冲方式控制，在输出交流量的每半个周期中只有一个电压或电流脉冲，其输出频率通过脉冲周期进行调节，而输出量的有效值由脉冲持续时间决定。

○3逆变技术的发展趋势

逆变技术的原理早在1931 年就有人研究过，从1948 年美国西屋电气公司研制出第一台3KHz 感应加热逆变器至今已有近60 年历史了，而晶闸管SCR 的诞生为正弦波逆变器的发展创造了条件，到了20 世纪70 年代，可关断晶闸管（GTO）、电力晶体管（BJT）的问世使得逆变技术得到发展应用。到了20 世纪80 年代，功率场效应管（MOSFET）、绝缘栅极晶体管（IGBT）、MOS 控制晶闸管（MCT）以及静电感应功率器件的诞生为逆变器向大容量方向发展奠定了基础，因此电力电子器件的发展为逆变技术高频化，大容量化创造了条件。进入80 年代后，逆变技术从应用低速器件、低开关频率逐渐向采用高速器件，提高开关频率方向发展。逆变器的体积进一步减小，逆变效率进一步提高，正弦波逆变器的品质指标也得到很大提高。另一方面，微电子技术的发展为逆变技术的实用化创造了平台，传统的逆变技术需要通过许多的分立元件或模拟集成电路加以完成，随着逆变技术复杂程度的增加，所需处理的信息量越来越大，而微处理器的诞生正好满足了逆变技术的发展要求，从8 位的带有PWM 口的微处理器到16 位单片机，发展到今天的32 位DSP 器件，使先进的控制技术如矢量控制技术、多电平变换技术、重复控制、模糊逻辑控制等在逆变领域得到了较好的应用。

总之，逆变技术的发展是随着电力电子技术、微电子技术和现代控制理论的发展而发展，进入二十一世纪，逆变技术正向着频率更高、功率更大、效率更高、体积更小的方向发展。