通信系统中的一些概念

对于接收机的链路来说，噪声系数是一个很重要的指标，总的噪声系数在各级的合理分配可以有效的提高接收机的灵敏度，详细讨论在后续文章中会有，本文就典型器件的噪声系数进行分析，解开大家关于噪声的疑惑，如有好的建议欢迎拍砖。

所谓噪声可以笼统的称为随机的，不稳定的能量。噪声有以下几种类型：

热噪声(thermal noise)：是由电荷的热振动引起，也称之为johson或nyquist噪声。

散粒噪声(shot noise)：由电子管或固态器件中载流子的随机涨落引起。

闪烁噪声(flicker noise)：由半导体表面的不平整造成，或称之为1/f噪声，此噪声在低频段需要注意，在高频段可将其忽略。下面着重介绍白噪声(white noise)的定义，任何一个噪声源不是频率的强函数，其功率谱密度不随频率而改变，噪声功率正比于带宽，这样的噪声可称之为白噪声，当负载端接与源共轭匹配的负载后，最大的噪声功率输出为P=kTB(该式在极高频率和极低温度下不成立) 。

底噪是一个器件或一个源，最小的噪声输出功率，一般认为无源器件自身不产生噪声。

衰减器：“有用信号”+“底噪”+“干扰或底噪之上的噪声”->>衰减器->>“有用信号”+“干扰或底噪之上的噪声”被衰减，“底噪”不衰减。SNR恶化的原因是"有用信号"的衰减。

放大器：“有用信号”+“底噪”+“干扰或底噪之上的噪声”->>放大器->>“有用信号”+“底噪”+“干扰或底噪之上的噪声”被放大，放大器自身产生噪声，SNR恶化的原因是放大器自身产生噪声。

滤波器：“有用信号”+“底噪”+“干扰或底噪之上的噪声”->>滤波器->>滤波器有插损->>“有用信号”+“干扰或底噪之上的噪声”被衰减，“底噪”不变，->>滤波器带宽->>SNR改善的原因是噪声功率下降大于“有用信号”的衰减。

总结：总之“底噪”一般是不随有源或无源网络的作用而变化的，变化的是“有用信号”+“干扰(无用信号)或底噪之上的噪声”。

在用频谱分析仪测量时，显示出来的底噪是频谱仪的底噪与信号底噪之和。

1、dBm

dBm是一个考征功率绝对值的值，计算公式为：10lgP（功率值/1mw）。

[例1] 如果发射功率P为1mw，折算为dBm后为0dBm。

[例2] 对于40W的功率，按dBm单位进行折算后的值应为：

10lg（40W/1mw)=10lg（40000）=10lg4+10lg10+10lg1000=46dBm。

2、dBi 和dBd

dBi和dBd是考征增益的值（功率增益），两者都是一个相对值，但参考基准不一样。dBi 的参考基准为全方向性天线，dBd的参考基准为偶极子，所以两者略有不同。一般认为，表示同一个增益，用dBi表示出来比用dBd表示出来要大2.15。

[例3] 对于一面增益为16dBd的天线，其增益折算成单位为dBi时，则为18.15dBi（一般忽略小数位，为18dBi）。

[例4] 0dBd=2.15dBi。

[例5] GSM900天线增益可以为13dBd（15dBi），GSM1800天线增益可以为15dBd（17dBi)。

3、dB

dB是一个表征相对值的值，当考虑甲的功率相比于乙功率大或小多少个dB时，按下面计算公式：10lg（甲功率/乙功率）

[例6] 甲功率比乙功率大一倍，那么10lg（甲功率/乙功率）=10lg2=3dB。也就是说，甲的功率比乙的功率大3 dB。

[例7] 7/8 英寸GSM900馈线的100米传输损耗约为3.9dB。

[例8] 如果甲的功率为46dBm，乙的功率为40dBm，则可以说，甲比乙大6 dB。

[例9] 如果甲天线为12dBd，乙天线为14dBd，可以说甲比乙小2 dB。

4、dBc

有时也会看到dBc，它也是一个表示功率相对值的单位，与dB的计算方法完全一样。一般来说，dBc 是相对于载波（Carrier）功率而言，在许多情况下，用来度量与载波功率的相对值，如用来度量干扰（同频干扰、互调干扰、交调干扰、带外干扰等）以及耦合、杂散等的相对量值。在采用dBc的地方，原则上也可以使用dB替代。

5、dBuV

根据功率与电平之间的基本公式V^2=P*R，可知dBuV=90+dBm+10*log(R),R为电阻值。载PHS系统中正确应该是dBm=dBuv-107，因为其天馈阻抗为50欧。

6、dBuVemf 和dBuV

emf:electromotive force(电动势)

对于一个信号源来讲,dBuV emf是指开路时的端口电压,dBuV是接匹配负载时的端口电压

工程计算为什么要用dB表示，dBw,dBm,dBmv,dBuv的换算关系

工程计算之所以用dB，目的是便于计算，具体说:

1.压缩数值，将10^n 表示为10*n（或20*n)，

2.将乘除运算变为加减运算：在工程中，可以将增益或损耗表示为加减关系。

分清“绝对单位”和“相对单位”

1.绝对单位包括dBw,dBm,dBmv,dBuv等，它们有特定的物理定义，

2.相对单位包括dB,dBc等，它们对应一个百分比，

需要记住的数值：

1 .(1/2)^n 对应-3*n(dB); 2^n 对应3*n(dB) (或6*n(dB))

2. 10^n 对应10*n(dB); 10^(-n) 对应-10*n(dB) （或20*n（dB))，

3. dBm=dBuv+108.75 (75欧）

4. 1dB对应的值

要达到的效果：任何一个dB值可以快速心算出对应的百分比或物理值。

建立时间：决定了触发器之间的组合逻辑的最大延迟

保持时间：决定了触发器之间的组合逻辑的最小延迟

只有满足了这两个条件触发器的值才会和你希望的一样

建立时间：触发器在时钟沿来到前，其数据输入端的数据必须保持不变的时间;

保持时间：触发器在时钟沿来到后，其数据输入端的数据必须保持不变的时间

因为触发器内部数据的形成是需要一定的时间的，如果不满足建立和保持时间，触发器将进入亚稳态，进入亚稳态后触发器的输出将不稳定，在0和1之间变化，这时需要经过一个恢复时间，其输出才能稳定，但稳定后的值并不一定是你的输入值。这就是为什么要用两级触发器来同步异步输入信号。这样做可以防止由于异步输入信号对于本级时钟可能不满足建立保持时间而使本级触发器产生的亚稳态传播到后面逻辑中，导致亚稳态的传播。两级触发器可防止亚稳态传播的原理：假设第一级触发器的输入不满足其建立保持时间，它在第一个脉冲沿到来后输出的数据就为亚稳态，那么在下一个脉冲沿到来之前，其输出的亚稳态数据在一段恢复时间后必须稳定下来，而且稳定的数据必须满足第二级触发器的建立时间，如果都满足了，在下一个脉冲沿到来时，第二级触发器将不会出现亚稳态，因为其输入端的数据满足其建立保持时间。同步器有效的条件：第一级触发器进入亚稳态后的恢复时间+ 第二级触发器的建立时间< = 时钟周期。

1、setup time的意义：为什么Data需要在Clock到达之前到达？

其实在实际的问题中，setup time并不一定是大于零的，因为Clock到达时刻并不等同于latch的传输门A关闭的时刻（更何况这种关闭并不是绝对的和瞬间完成的），这之间有一个未知的延迟时间。

为使问题简化，假设Clock的到达时刻为传输门A关闭、传输们B打开的时刻。如果Data没有在这之前足够早的时刻到达，那么很有可能内部的feedback线路上的电压还没有达到足够使得inv1翻转的地步（因为inv0有延时，Data有slope，传输门B打开后原来的Q值将通过inv2迫使feedback保持原来的值）。如果这种竞争的情况发生，Q的旧值将有可能获胜，使Q不能够寄存住正确的Data值；当然如果feedback上的电压已经达到了足够大的程度也有可能在竞争中取胜，使得Q能够正确输出。

如果inv0、inv1和inv2的延时较大（Data的变化影响feedback和Q的时间越长），那么为了保证正确性就需要更大的setup time。所以在实际测量setup time的时候，需要选取工艺中最慢的corner进行仿真测量。

2、、hold time的意义：为什么Data在Clock到达之后仍然要保持一段时间？

和setup time的情况不一样，因为Clock到达时刻并不等同于latch的传输门A完全关闭的时刻。所以如果Data没有在Clock到达之后保持足够长的时间，那么很有可能在传输门A完全关闭之前Data就已经变化了，并且引起了feedback的变化。如果这种变化足够大、时间足够长的话，很有可能将feedback从原本正确的低电压拉到较高电压的电压。甚至如果这种错误足够剧烈，导致了inv1和inv2组成的keeper发生了翻转，从而彻底改变了Q的正确值，就会导致输出不正确。当然，如果这种错误电压不是足够大到能够改变keeper的值，就不会影响到Q的正确输出。

如果inv0、inv1和inv2的延时较小（Data的变化影响feedback和Q的时间越短），那么为了保证正确性，就需要更大的hold time。所以在实际测量hold time的时候，需要选取工艺中最快的corner进行仿真测量。