反激式开关电源变压器的设计研究

反激式开关电源变压器的设计研究
反激式开关电源变压器的设计研究

(整理)反激式开关电源变压器设计原理.

反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax<0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T

5V,2A 反激式电源变压器设计(EFD20)过程整理_20110310

5V,2A 反激式電源變壓器設計過程整理 已知: VinAC = 85V ~ 265V 50/60Hz Vout = 5V + 5% Iout = 2A Vbias = 22V, 0.1A (偏置線圈電壓取 22V, 100mV) η = 0.8 fs = 132KHz 計算過程: 1.設工作模式為 DCM 臨界狀態. Pout = 5*2 = 10W Pin = Pout/η= 10/0.8 = 12.5W V inDCmin = 85* 2-30(直流紋波電壓)= 90V V inDCmax = 265* 2=375V 2.匝數比計算 , 設最大占空比Dmax = 0.45 : 13918.12) 45.01(*)2.05.05(45.0*90)1(*)d out (*n max max min in ≈=-++=-++=D V V V D V L DC 式中: Vd 為輸出整流二極管導通壓降,取0.5V; VL 為輸出濾波電感壓降, 取0.2V. 3.初級峰值電流計算: A D V P I DC 494.045 .0*9010*2*out 2p max min in === 4.初級電感量計算: H H I V D L DC u 62110*621494 .0*10*13290*45.0p *fs *p 63min in max ==== 5.變壓器磁芯選擇EFD20, 參數如下: Ae = 28.5mm 2 AL = 1200+30%-20%nH/N 2 Le = 45.49mm Cl = 1.59mm -1 Aw = 50.05mm 2 Ap = 1426.425mm 4

2019年反激式开关电源设计大全

2019年反激式开关电源设计大全

前言 对一般变压器而言,原边绕组的电流由两部分组成,一部分是负载电流分量,它 的大小与副边负载有关;当副边电流加大时,原边负载电流分量也增加,以抵消 副边电流的作用。另一部分是励磁电流分量,主要产生主磁通,在空载运行和负 载运行时,该励磁分量均不变化。 励磁电流分量就如同抽水泵中必须保持有适量的水一样,若抽水泵中无水,它就无法产生真空效应,大气压就无法将水压上来,水泵就无法正常工作;只有给水泵中加适量的水,让水泵排空,才可正常抽水。在整个抽水过程中,水 泵中保持的水量又是不变的。这就是,励磁电流在变压器中必须存在,并且在整 个工作过程中保持恒定。 正激式变压器和上述基本一样,初级绕组的电流也由励磁电流和负载电 流两部分组成;在初级绕组有电流的同时,次级绕组也有电流,初级负载电流分 量去平衡次级电流,激励电流分量会使磁芯沿磁滞回线移动。而初次级负载安匝 数相互抵消,它们不会使磁芯沿磁滞回线来回移动,而励磁电流占初级总电流很 小一部分,一般不大于总电流10%,因此不会造成磁芯饱和。 反激式变换器和以上所述大不相同,反激式变换器工作过程分两步:第一:开关管导通,母线通过初级绕组将电能转换为磁能存储起来; 第二:开关管关断,存储的磁能通过次级绕组给电容充电,同时给负载供电。

可见,反激式变换器开关管导通时,次级绕组均没构成回路,整个变压 器如同仅有一个初级绕组的带磁芯的电感器一样,此时仅有初级电流,转换器没 有次级安匝数去抵消它。初级的全部电流用于磁芯沿磁滞回线移动,实现电能向 磁能的转换;这种情况极易使磁芯饱和。 磁芯饱和时,很短的时间内极易使开关管损坏。因为当磁芯饱和时,磁 感应强度基本不变,dB/dt近似为零,根据电磁感应定律,将不会产生自感电动 势去抵消母线电压,初级绕组线圈的电阻很小,这样母线电压将几乎全部加在开 关管上,开关管会瞬时损坏。 由上边分析可知,反激式开关电源的设计,在保证输出功率的前提下, 首要解决的是磁芯饱和问题。 如何解决磁芯饱和问题?磁场能量存于何处?将在下一篇文章:反激式开关电源 变压器设计的思考二中讨论。 反激式开关电源设计的思考二---气隙的作用 “反激式开关电源设计的思考一”文中,分析了反激式变换器的特殊性防止磁 芯和的重要性,那么如何防止磁芯的饱和呢?大家知道增加气隙可在相同ΔB的情况下,ΔIW的变化范围扩大许多,为什么气隙有此作用呢? 由全电流定律可知:

反激式开关电源变压器的设计方法

反激式开关电源变压器的设计方法 1引言 在开关电源各类拓扑结构中,反激式开关电源以其小体积、低成本的优势,广泛应用在高电压、小功率的场合。反激式开关电源设计的关键在于其变压器的设计。由于反激变压器可以工作在断续电流(DCM )和连续电流(CCM )两种模式,因此增加了设计的复杂性。本文考虑到了两种工作模式下的差异,详细介绍了反激变压器的设计方法和步骤。 2基本原理 R 1 V o 图1 反激变换器原理图 反激变压器实际上是一个耦合电感,首先要存储能量,然后再将磁能转化为电能传输出去[1]。如图1所示,当开关管r T 导通时,输入电压i V 加在变压器初级线圈上。由于初级与次级同名端相反,次级二极管1D 截止,能量储存在初级线圈中,初级电流线性上升,变压器作为电感运行。当r T 关断时,励磁电感的电流使初级和次级绕组电压反向,1D 导通,储存在线圈中的能量传递给负载。按照电感线圈中电流的特点,可分为断续电流模式(DCM )和连续电流模式(CCM )。电流波形如图2所示。

初级 次级 初级 次级 I p2I p1I s2 I s1 I p2 I p1 I s2 I s1 DCM CCM 图2 DCM 和CCM 电流波形 DCM 为完全能量转换,在开关管开通时,初级电流从零开始逐渐增加,开关管关断期间,次级电流逐渐下降到零。 CCM 为不完全能量转换,开关管开通时,初级电流有前沿阶梯,开关管关断期间,次级电流为阶梯上叠加的衰减三角波。 3设计步骤 (1)各项参数的确定 反激式开关电源变压器的设计中涉及到很多参数,因此在计算之前必须要明确已知量和未知量。 已知参数一般由电源的设计要求和特点来确定,包括:直流输入电压i V (i min i i max V V V ≤≤),输出电压o V ,输出功率o P ,效率o i P = P η,工作频率1 f=T 。 未知量即所要求的参数包括:磁芯型号,初级线圈匝数p N ,次级线圈匝数s N ,初级导线直径p d ,次级导线直径s d ,气隙长度g l 。 另外,为了能够对未知参数进行求解,我们还必须要指定开关管的耐压值或开关的最大占空比。本文中,以规定满载和最小输入电压条件下最大占空比为 max D 来进行后续的计算。 为简化计算公式,本文中忽略开关管及二极管导通压降。

反激电源设计分析和经验总结

由反激电源引起的一点儿分析 开关电源分为,隔离与非隔离两种形式,在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式,隔离电源按照结构形式不同,可分为两大类:正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止,变压器储能。原边截止时,副边导通,能量释放到负载的工作状态,一般常规反激式电源单管多,双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载,能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激,包括单管正激,双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。 正激和反激电路各有其特点,在设计电路的过程中为达到最优性价比,可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路,中等功率可采用双管正激电路或半桥电路,低电压时采用推挽电路,与半桥工作状态相同。大功率输出,一般采用桥式电路,低压也可采用推挽电路。 反激式电源因其结构简单,省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感,而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦,输出功率超过100瓦就没有优势,实现起来有难度。本人认为一般情况下是这样的,但也不能一概而论,PI 公司的TOP芯片就可做到300瓦,有文章介绍反激电源可做到上千瓦,但没见过实物。输出功率大小与输出电压高低有关。 反激电源变压器漏感是一个非常关键的参数,由于反激电源需要变压器储存能量,要使变压器铁芯得到充分利用,一般都要在磁路中开气隙,其目的是改变铁芯磁滞回线的斜率,使变压器能够承受大的脉冲电流冲击,而不至于铁芯进入饱和非线形状态,磁路中气隙处于高磁阻状态,在磁路中产生漏磁远大于完全闭合磁路。 变压器初次极间的偶合,也是确定漏感的关键因素,要尽量使初次极线圈靠近,可采用三明治绕法,但这样会使变压器分布电容增大。选用铁芯尽量用窗口比较长的磁芯,可减小漏感,如用EE、EF、EER、PQ型磁芯效果要比EI型的好。 关于反激电源的占空比,原则上反激电源的最大占空比应该小于0.5,否则环路不容易补偿,有可能不稳定,但有一些例外,如美国PI公司推出的TOP系列芯片是可以工作在占空比大于0.5的条件下。 占空比由变压器原副边匝数比确定,本人对做反激的看法是,先确定反射电压(输出电压通过变压器耦合反映到原边的电压值),在一定电压范围内反射电压提高则工作占空比增大,开关管损耗降低。反射电压降低则工作占空比减小,开关管损耗增大。当然这也是有前提条件,当占空比增大,则意味着输出二极管导通时间缩短,为保持输出稳定,更多的时候将由输出电容放电电流来保证,输出电容将承受更大的高频纹波电流冲刷,而使其发热加剧,这在许多条件下是不允许的。 占空比增大,改变变压器匝数比,会使变压器漏感加大,使其整体性能变,当漏感能量大到一定程度,可充分抵消掉开关管大占空带来的低损耗,时就没有再增大占空比的意义了,

反激变压器绕制详解

反激式开关电源变压器的设计(小生我的办法,见笑) 反激式变压器是反激开关电源的核心,它决定了反激变换器一系列的重要参数,如占空比D,最大峰值电流,设计反激式变压器,就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小,对器件的磨损也尽量小。同样的芯片,同样的磁芯,若是变压器设计不合理,则整个开关电源的性能会有很大下降,如损耗会加大,最大输出功率也会有下降,下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器,就是要先选定一个工作点,在这个工作点上算,这个是最苛刻的一个点,这个点就是最低的交流输入电压,对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V,输出5V,2A 的电源,开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR,这个值是由自己来设定的,这个值就决定 了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压,是这样的,这要从下面看起,慢慢的来, 这是一个典型的单端反激式开关电源,大家再熟悉不过了,来分析一下一个工作周期,当开关管开通的时候,原边相当于一个电感,电感两端加上电压,其电流值不会突变,而线性的上升,有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压,开关开通时间,和原边电感量.在开关管关断的时候,原边电感放电,电感电流又会下降,同样要尊守上面的公式定律,此时有下降了的I=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压,即放电电压,开关管关断时间,和电感量.在经过一个周期后,原边电感电流的值会回到原来,不可能会变,所以,有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,,上升了的,等于下降了的,懂吗,好懂吧,上式中可以用D来代替TON,用1-D来代替TOOF,移项可得,D=VOR/(VOR+VS)。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个,我选定感应电压为80V,VS为90V ,则D=80/(*80+90)=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值,这个值是这样算的,电流平均值=输出功率/效率*VS,因为输出功率乘以效率就是输入功率,然后输入功率再除以输入电压

反激电源变压器设计解析

反激电源变压器设计解析 3,反激电源变压器参数设计 从今天开始,我们一起来讨论一下反激电源变压器的设计。其实,反激电源的变压器设计方法有很多种。条条大路通罗马,我们究竟要选择哪条路呢?我的想法是,选择自己熟悉的路,选择自己能理解的设计方法。有的设计方法号称是最简单的,有的设计方法号称是最明了的。但我认为,适合你自己的才是最好的。更何况,有些设计方法,直接给个公式出来,没有头没有尾的,莫名其妙,就算按照那种方法计算出来你要的变压器,但你理解了吗?你从中学习到了什么?我想,授人以鱼,不如授人以渔,希望我们能够通过讨论反激变压器的设计过程,让大家不仅学会怎么计算反激变压器,更要能通过设计,配合上面的电路原理,把反激的原理搞透。岳飞不就曾说过:“阵而后战,兵法之常,运用之妙,存乎一心。” 一旦把原理搞清楚了,那么就不存在什么具体算法了。将来的运用之妙,就存乎一心了。可以根据具体的参数细化优化! 其实,要设计一个变压器,就是求一个多元方程组的解。只不过呢,由于未知数的数量比方程数量多,那么只好人为的指定某些参数的数值。对于一个反激电源而言,需要有输入指标,输出指标。这些参数,有的是客户的要求,也是我们需要达到的设计目标,还有些参数是我们人为选择的。一般来说,我们需要这些参数: 输入交流电压范围、输出电压、输出电流、效率、开关频率等参数。 对于反激电源来说,其工作模式有很多种,什么DCM,CCM,CRM,BCM,QR等。这里要作一个说明:CRM和BCM是一种模式,就是磁芯中的能量刚好完全释放,次级整流二极管电流刚好过零的时候,初级侧MOS管开通,开始进行下一个周期。 QR模式,则是磁芯能量释放完毕后,变压器初级电感和MOS结电容进行谐振,MOS结电容放电到最低值时,MOS开通,这样可以实现较低的开通损耗。也就是说,QR模式是的mos开通时间比CRM模式还要晚一点。 CRM/BCM、QR模式都是变频控制,同时,他们都是属于DCM模式范畴内的。 而CCM模式呢,CCM模式的电源其实也包含着DCM模式,当按照CCM模式设计的反激电源工作在轻载或者高输入电压的时候,就会进入DCM模式。 那么就是说,CRM/BCM,QR模式的反激变压器的设计,可以按照某个特定工作点的时候的DCM 模式来计算。那么我们下面的计算就只要考虑DCM与CCM两种情况了。 那么我们究竟是选择DCM还是CCM模式呢?这个其实没有定论,DCM的优点是,反馈容易调,次级整流二极管没有反向恢复问题。缺点是,电流峰值大,RMS值高,线路的铜损和MOS的导通损耗比较大。而CCM的优缺点和DCM刚好反过来。特别是CCM的反馈,因为存在从DCM 进入CCM过程,传递函数会发生突变,容易振荡。另外,CCM模式,如果电感电流斜率不够大,或者占空比太大,容易产生次谐波振荡,这时候需要加斜坡补偿。所以呢,究竟什么时候选择用什么模式,是没有结论的。只能是“运用之妙,存乎一心”了。随着项目经验的增加,对电路理解的深入,慢慢的,你就能有所认识。

反激式变压器开关电源电路参数计算(精)

反激式变压器开关电源电路参数计算 反激式变压器开关电源电路参数计算基本上与正激式变压器开关电源电路参数计算一样,主要对储能滤波电感、储能滤波电容,以及开关电源变压器的参数进行计算。1-7-3-1.反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算前面已经详细分析,储能滤波电容进行充电时,电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化,而储能滤波电容进行放电时,电容两端的电压是按指数曲线的速率变化,但由于电容充、放电的曲率都非常小,所以,把图1-19反激式变压 反激式变压器开关电源电路参数计算基本上与正激式变压器开关电源电路参数计算一样,主要对储能滤波电感、储能滤波电容,以及开关电源变压器的参数进行计算。 1-7-3-1.反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算 前面已经详细分析,储能滤波电容进行充电时,电容两端的电压是按正弦曲线的速率变化,而储能滤波电容进行放电时,电容两端的电压是按指数曲线的速率变化,但由于电容充、放电的曲率都非常小,所以,把图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容两端电压的充、放电波形画成了锯齿波,这也相当于用曲率的平均值来取代曲线的曲率,如图1-26所示。 图1-26中,uo是变压器次级线圈输出波形,Up是变压器次级线圈输出电压正半周波形的峰值,Up-是变压器次级线圈输出电压负半周波形的峰值,Upa是变压器次级线圈输出电压波形的半波平均值,uc是储能滤波电容两端的电压波形,Uo是反激式变压器开关电源输出电压的平均值,i1是流过变压器初级线圈的电流,i2是流过变压器次级线圈的电流,Io是流过负载两端的平均电流。 从图1-26可以看出,反激式变压器开关电源储能滤波电容充、放电波形与图 1-7反转式串联开关电源储能滤波电容充、放电波形(图1-8-b))基本相同,只是极性正好相反。因此,图1-19反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算方法与图1-7反转式串联开关电源储能滤波电容参数的计算方法完全相同。反激式变压器开关电源储能滤波电容参数的计算,除了参考图1-7以外,还可以参考前面串联式开关电源或反转式串联开关电源中储能滤波电容参数的计算方法,同时还可以参考图1-6中储能滤波电容C的充、放电过程。 从图1-26中可以看出,反激式变压器开关电源与反转式串联开关电源中的储能电感一样,仅在控制开关K关断期间才产生反电动势向负载提供能量,因此,即使是在占空比D等于0.5的情况下,储能滤波电容器充电的时间与放电的时间也不相等,电容器充电的时间小于半个工作周期,而电容器放电的时间则大于半个工作周期,但电容器充、放电的电荷是相等的,即电容器充电时的电流大于放电时的电流。

反激变压器的详细公式的计算

单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感,它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定,包括:输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中,副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压,同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定: V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后,就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外,反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态,根据在稳态下,变压器的磁平衡,可以有下式: V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时,当开关管开通时,原边电流为I p1,当开关管关断时,原边电流上升到I p2。若I p1为0,则说明变换器工作于断续模式,否则工作于连续模式。由能量守恒,我们有下式: 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计,我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流,由此可以得到原边电感量: L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式,ΔI p=I p2-I p1=2I p1;对于断续模式,ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯: A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中,A w为磁芯窗口面积,单位为cm2 A e为磁芯截面积,单位为cm2 L p为原边电感量,单位为H I p2为原边峰值电流,单位为A B w为磁芯工作磁感应强度,单位为T K0为窗口有效使用系数,根据安规的要求和输出路数决定,一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数,一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯,一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯,这样磁芯

反激电源变压器的参数设计

开关电源学习 漏感:变压器初次级耦合过程中漏掉的那一部分磁通! 变压器的漏感应该是线圈所产生的磁力线不能都通过次级线圈,因此产生漏磁的电感称为漏感。 RCD钳位电路的作用:反激式开关电源在开关管断开的瞬间由于漏感不能通过变压器耦合到次级绕组,导致漏感的反激电动势很大,高压很容易导致开关管的损坏,所以用RCD钳位电压到安全的范围,将漏感的能量存储在电容C中,再由电阻R消耗掉。 反激式开关电源:反激电路是由buck-boost拓扑电路演变过来的。 演变的过程 把MOS和二极管D1放到下面,与上图等效。 在A B之间增加一个变压器,由于初级和次级的电感上承受的伏秒积是相等的,所以用这个变压器来等效。

由于电感和变压器的初级电感并联,为了直观把电感合二为一,并且调整变压器的同名端得到下图; 上面的电路图便是最基本的反激式开关电路图了,由于变压器在开关管导通时储存能量,断开时通过次级绕组释放能量,变压器的实质是耦合电感,耦合电感不仅承担输入与输出的电气隔离,而且实现了电压的变换,而不仅仅是通过改变占空比来实现。由于此耦合电感并非理想器件,所以存在漏感,而实际线路中也会存在杂散电感。当MOS关断时,漏感和杂散电感中的能量会在MOS的漏极产生很高的电压尖峰,从而会导致器件的损坏。故而,我们必须对漏感能量进行处理,最常见的就是增加一个RCD吸收电路。用C来暂存漏感能量,用R来耗散之。

二极管的反向恢复电流理想的二极管在承受反向电压时截止,不会有反向电流通过。而实际二极管正向导通时,PN结内的电荷被积累,当二极管承受反向电压时,PN结内积累的电荷将释放并形成一个反向恢复电流,它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。反向恢复电流在变压器漏感和其他分布参数的影响下将产生较强烈的高频衰减振荡。因此,输出整流二极管的反向恢复噪声也成为开关电源中一个主要的干扰源。可以通过在二极管两端并联RC缓冲器,以抑制其反向恢复噪声.。碳化硅材料的肖特基二极管,恢复电流极小。 形成原因 二极管在接反向电压的时候,在两边的空穴和电子是不接触的,没有电流流过,但是同时形成了一个等效电容(因为两边带电么,而且这个值又不为零),如果这个时候改变两边的电压方向,自然有一个充电的过程,这个时间就是了。 由输出整流二极管产生的干扰在输出整流二极管截止时,有一个反向电流,它恢复到零点的时间与结电容等因素有关。其中能将反向电流迅速恢复到零点的二级管称为硬恢复特性二极管,这种二极管在变压器漏感和其它分布参数的影响下,将产生较强的高频干扰,其频率可达几十MHz。 反向恢复过程短的二极管称为快恢复二极管(Fast Recovery Diode)。高频化的电力电子电路要求快恢复二极管的反向恢复时间短,反向恢复电荷少,并具有软恢复特性。 所有的PN结二极管,在传导正向电流时,都将以少子的形式储存电荷。少子注入是电导调制的机理,它导致正向压降(VF)的降低,从这个意义上讲,它是有利的。但是当在导通的二极管上加反向电压后,由于导通时在基区存贮有大量少数载流子,故到截止时要把这些少数载流子完全抽出或是中和掉是需要一定时间的,即反向阻断能力的恢复需要 经过一段时间,这个过程就是反向恢复过程,发生这一过程所用的时间定义为反向恢复时间trr 反激电源变压器的参数设计 对于反激电源而言,需要输入指标,输出指标,有些是客户直接给的,有的则要我们认为的选择。参数主要包括:输入交流电压范围,输出电压,输出电流,效率,开关频率等;

反激开关电源原理

星期一, 05/11/2009 - 09:42 —陶显芳 1-7.反激式变压器开关电源 反激式变压器开关电源工作原理比较简单,输出电压控制范围比较大,因此,在一般电器设备中应用最广泛。 1-7-1.反激式变压器开关电源工作原理 所谓反激式变压器开关电源,是指当变压器的初级线圈正好被直流电压激励时,变压器的次级线圈没有向负载提供功率输出,而仅在变压器初级线圈的激励电压被关断后才向负载提供功率输出,这种变压器开关电源称为反激式开关电源。 图1-19-a是反激式变压器开关电源的简单工作原理图,图1-19-a中,Ui是开关电源的输入电压,T是开关变压器,K是控制开关,C是储能滤波电容,R是负载电阻。图1-19-b是反激式变压器开关电源的电压输出波形。 把图1-19-a与图1-16-a进行比较,如果我们把图1-16-a中开关变压器次级线圈的同名端对调一下,原来变压器输出电压的正、负极性就会完全颠倒过来,图1-19-b所示的电压输出波形基本上就是从图1-16-b的波形颠倒过来的。不过,因为图1-16-b的波形对应的是纯电阻负载,而图1-19-b的负载是一个储能滤波电容和一个电阻并联。由于储能滤波电容的容量很大,其两端电压基本不变,变压器次级线圈输出电压uo相当于被整流二极管和输出电压Uo进行限幅,因此,图1-16-b中输出电压uo的脉冲尖峰完全被削除,被限幅后的剩余电压幅值正好等于输出电压Uo的最大值Up,同时也等于变压器次级线圈输出电压uo的半波平均值Upa。

下面我们来详细分析反激式变压器开关电源的工作过程(参考图1-20)。 图1-19-a中,在控制开关K接通的Ton期间,输入电源Ui对变压器初级线圈N1绕组加电,初级线圈N1绕组有电流i1流过,在N1两端产生自感电动势的同时,在变压器次级线圈N2绕组的两端也同时产生感应电动势,但由于整流二极管的作用,没有产生回路电流。相当于变压器次级线圈开路,变压器次级线圈相当于一个电感。因此,流过变压器初级线圈N1绕组的电流就是变压器的励磁电流,变压器初级线圈N1绕组两端产生自感电动势可由下式表示: e1 = L1di/dt = Ui —— K接通期间(1-98) 或 e1 = N1dф/dt = Ui —— K接通期间(1-99) 上式中,e1为变压器初级线圈N1绕组产生的自感电动势,L1是变压器初级线圈N1绕组的电感,N1为变压器初级线圈N1绕组线圈绕组的匝数,ф为变压器铁心中的磁通。对(1-98)和(1-99)式进行积分,由此可求得: i1 =Ui*t/L1 +i(0) —— K接通期间(1-100) ф=Ui*t/N1 +ф (0) —— K关断瞬间(1-101) 上式中,i1是流过变压器初级线圈N1绕组的电流,ф为变压器铁心中的磁通;i1(0)为变压器初级线圈中的初始电流,即:控制开关刚接通瞬间流过变压器初级线圈N1绕组的电流;ф(0)为初始磁通,即:控制开关刚接通瞬间变压器铁心中的磁通。当开关电源工作于输出临界连续电流状态时,这里的i1(0)正好0,而ф(0)正好等于剩磁通S?Br。当控制开关K将要关断,且开关电源工作于输出电流临界连续状态时,i1和均达到最大值: i1m =Ui*Ton/L1 —— K关断瞬间(1-102)

反击式开关电源变压器设计

反激式开关电源变压器的设计 反激式变压器是反激开关电源的核心,它决定了反激变换器一系列的重要参数,如占空比D,最大峰值电流,设计反激式变压器,就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小,对器件的磨损也尽量小。同样的芯片,同样的磁芯,若是变压器设计不合理,则整个开关电源的性能会有很大下降,如损耗会加大,最大输出功率也会有下降,下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器,就是要先选定一个工作点,在这个工作点上算,这个是最苛刻的一个点,这个点就是最低的交流输入电压,对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V,输出5V,2A 的电源,开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR,这个值是由自己来设定的,这个值就决定 了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压,是这样的,这要从下面看起,慢慢的来, 这是一个典型的单端反激式开关电源,大家再熟悉不过了,来分析一下一个工作周期,当开关管开通的时候,原边相当于一个电感,电感两端加上电压,其电流值不会突变,而线性的上升,有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压,开关开通时间,和原边电感量.在开关管关断的时候,原边电感放电,电感电流又会下降,同样要尊守上面的公式定律,此时有下降了的I=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压,即放电电压,开关管关断时间,和电感量.在经过一个周期后,原边电感电流的值会回到原来,不可能会变,所以,有VS*TON/L=VOR*TOFF/L,,上升了的,等于下降了的,懂吗,好懂吧,上式中可以用D来代替TON,用1-D来代替TOOF,移项可得,D=VOR/(VOR+VS)。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个,我选定感应电压为80V,VS为90V ,则D=80/(*80+90)=0.47 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值,这个值是这样算的,电流平均值=输出功率/效率*VS,因为输出功率乘以效率就是输入功率,然后输入功率再除以输入电压就是输入电流,这个就是平均值电流。现在下一步就是求那个电流峰值,尖峰值是多少呢,这个我们自己还要设定一个参数,这个参数就是KRP,所谓KRP,就是指最大脉动电流和

双激式变压器开关电源

.双激式变压器开关电源 所谓双激式变压器开关电源,就是指在一个工作周期之内,变压器的初级线圈分别被直流电压正、反激励两次。与单激式变压器开关电源不同,双激式变压器开关电源一般在整个工作周期之内,都向负载提供功率输出。双激式变压器开关电源输出功率一般都很大,因此,双激式变压器开关电源在一些中、大型电子设备中应用很广泛。这种大功率双激式变压器开关电源最大输出功率可以达300瓦以 上,甚至可以超过1000瓦。 推挽式、半桥式、全桥式等变压器开关电源都属于双激式变压器开关电源。 1-8-1.推挽式变压器开关电源的工作原理 在双激式变压器开关电源中,推挽式变压器开关电源是最常用的开关电源。由于推挽式变压器开关电源中的两个控制开关K1和K2轮流交替工作,其输出电压波形非常对称,并且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出,因此,其输出电流瞬间响应速度 很高,电压输出特性也很好。 推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源,它在输入电压很低的情况下,仍能维持很大的功率输出,所以推挽式变压器开关电源被广泛应用于DC/AC逆变器,或DC/DC转换器电路中。 1-8-1-1.交流输出推挽式变压器开关电源 一般的DC/AC逆变器,如交流不间断电源(简称UPS),大多数都是采用推挽式变压器开关电源电路。这种DC/AC逆变器工作频率很高,所以体积可以做得非常小;由于这个特点,推挽式变压器开关电源也经常用于AC/AC转换电路中,以减小电源变压器的体积。 图1-27是交流输出纯电阻负载推挽式变压器开关电源的简单原理图。图中,K1、K2是两个控制开关,它们工作的时候,一个接通,另一个关断,两个开关轮流接通和关断,互相交替工作;T为开关变压器,N1、N2为变压器的初级线圈,N3为变压器的次级线圈;Ui为直流输入电压,R为负载电阻;uo为输出电压,io为流过负载的电流。 图1-27中,当控制开关K1接通时,电源电压Ui通过控制开关K1被加到变压器初级线圈N1绕组的两端,通过电磁感应的作用在变压器次级线圈N3绕组的两端也会输出一个与N1绕组输入电压成正比的电压,并加到负载R的两端,使开关电源输出一个正半周电压。当控制开关K1由接通转为关断时,控制开关K2则由关断转为接通,此时电源电压Ui被加到变压器初级线圈N2绕组的两端,通过互感在变压器次级线圈N3绕组的两端也输出一个与N2绕组输入电压成正比的电压uo,并加到负载R的两端,使开关电源输出一个 负半周电压。 由于电源电压Ui加到变压器初级线圈N1绕组和N2两端产生磁通的方向正好相反,所以在负载上可得到一个与线圈N1、N2绕组所加电压对应的正、负极性电压uo。正半周对应的是K1接通时,N1绕组与N3绕组互相感应的输出电压;负半周对应的是K2接通时, N2绕组与N3绕组互相感应的输出电压。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算教学内容

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算

1. 确定电源规格. .输入电压范围Vin=85—265Vac; .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; .变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V). 根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dm ax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A

反激式开关电源的设计方法

1 设计步骤: 1.1 产品规格书制作 1.2 设计线路图、零件选用. 1.3 PCB Layout. 1.4 变压器、电感等计算. 1.5 设计验证. 2 设计流程介绍: 2.1 产品规格书制作 依据客户的要求,制作产品规格书。做为设计开发、品质检验、生产测试等的依据。 2.2 设计线路图、零件选用。 2.3 PCB Layout. 外形尺寸、接口定义,散热方式等。 2.4 变压器、电感等计算. 变压器是整个电源供应器的重要核心,所以变压器的计算及验证是很重要的, 2.4.1 决定变压器的材质及尺寸: 依据变压器计算公式 Gauss x NpxAe LpxIp B 100(max ) B(max) = 铁心饱合的磁通密度(Gauss) Lp = 一次侧电感值(uH) Ip = 一次侧峰值电流(A) Np = 一次侧(主线圈)圈数 Ae = 铁心截面积(cm 2) B(max) 依铁心的材质及本身的温度来决定,以TDK Ferrite Core PC40为例,100℃时的B(max)为3900 Gauss ,设计时应考 虑零件误差,所以一般取3000~3500 Gauss 之间,若所设计的 power 为Adapter(有外壳)则应取3000 Gauss 左右,以避免铁心 因高温而饱合,一般而言铁心的尺寸越大,Ae 越高,所以可以 做较大瓦数的Power 。 2.4.2 决定一次侧滤波电容: 滤波电容的决定,可以决定电容器上的Vin(min),滤波电容越大,Vin(win)越高,可以做较大瓦数的Power ,但相对价格亦较高。 2.4.3 决定变压器线径及线数: 变压器的选择实际中一般根据经验,依据电源的体积、工作频率,

识破变压器开关电源致命原理

识破变压器开关电源致命原理 我们再来分析控制开关K关断期间的情况。 在Toff期间,控制开关K关断,流过变压器初级线圈的电流突然为0。由于变压器初级线圈回路中的电流产生突变,而变压器铁心中的磁通量不能突变,因此,必须要求流过变压器次级线圈回路的电流也跟着突变,以抵消变压器初级线圈电流突变的影响,要么,在变压器初级线圈回路中将出现非常高的反电动势电压,把控制开关或变压器击穿。 如果变压器铁心中的磁通ф产生突变,变压器的初、次级线圈就会产生无限高的反电动势,反电动势又会产生无限大的电流,而电流在线圈中产生的磁力线又会抵制磁通的变化,因此,变压器铁心中的磁通变化,最终还是要受到变压器初、次级线圈中的电流来约束的。 因此,在控制开关K关断的Toff期间,变压器铁心中的磁通主要由变压器次级线圈回路中的电流来决定,即: e2 =-N2*dф/dt =-L2*di2/dt = i2R —— K关断期间(1-64) 式中负号表示反电动势e2的极性与(1-62)式中的符号相反,即:K接通与关断时变压器次级线圈产生的感应电动势的极性正好相反。对(1-64)式阶微分方程求解得:式中C为常数,把初始条件代入上式,就很容易求出C,由于控制开关K由接通状态突然转为关断时,变压器初级线圈回路中的电流突然为0,而变压器铁心中的磁通量不能突变,因此,变压器次级线圈回路中的电流i2一定正好等于控制开关K接通期间的电流i2(Ton+),与变压器初级线圈回路中励磁电流被折算到变压器次级线圈回路电流之和。所以(1-65)式可以写为:(1-66)式中,括弧中的第一项表示变压器次级线圈回路中的电流,第二项表示变压器初级线圈回路中励磁电流被折算到变压器次级线圈回路的电流。 图1-16-a单激式变压器开关电源输出电压uo等于: (1-68)式中的Up-就是反击式输出电压的峰值,或输出电压最大值。由此可知,在控制开关K关断瞬间,当变压器次级线圈回路负载开路时,变压器次级线圈回路会产生非常高的反电动势。理论上需要时间t等于无限大时,变压器次级线圈回路输出电压才为0,但这种情况一般不会发生,因为控制开关K的关断时间等不了那么长。 从(1-63)和(1-67)式可以看出,开关电源变压器的工作原理与普通变压器的工作原理是不一样的。当开关电源工作于正激时,开关电源变压器的工作原理与普通变压器的工作原理基本相同;当开关电源工作于反激时,开关电源变压器的工作原理相当于一个储能电感。 如果我们把输出电压uo的正、负半波分别用平均值Upa、Upa-来表示,则有:分别对(1-71)和(1-72)两式进行积分得: 由此我们可以求得,单激式变压器开关电源输出电压正半波的面积与负半波的面积完全相等,即:Upa×Ton = Upa-×Toff —— 一个周期内单激式输出(1-75)(1-75)式就是用来计算单激式变压器开关电源输出电压半波平均值Upa和Upa-的表达式。上面(1-73)、(1-74)、(1-75)式中,我们分别把Upa和Upa-定义为正半波平均值和负半波平均值,简称半波平均值,而把Ua 和Ua- 称为一周平均值。从图1-16-b可以看出,Upa正好等于Up,但Upa-并不等于Up- ,Upa- 小于Up- 半波平均值Upa和Upa-,以及一周平均值Ua 和Ua- ,对于分析开关电源的工作原理是一个非常重要的概念,下面经常用到,在这里务必记清楚。 在开关电源中,正激电压和反激电压是同时存在的,但在单激式开关电源中一般只能有一种电压用于功率输出。这是因为单激式开关电源一般都要求输出电压可调,即:通过改变控制开关的占空比来调整开关电源输出电压的大小。如:在正激式开关电源中,只有(1-75)式等号左边Upa电压向负载提供功率输出,通过改变控制开关的占空比,可以改变其输出电压的平均值;在反激式开关电源中,只有(1-75)式等号右边Upa-电压向负载提供功率输出,

开关电源反激式变压器计算公式与方法

开关电源反激式变压器计算公式与方法 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N]

原边电感量:Lp =(Dmax * Vindcmin)/ (fs * ΔIp) 开关管耐压:Vmos =Vindcmax+开关管耐压裕量(一般用150V)+Vf *反激电压(Vf)的计算: Vindcmin * Dmax = Vf *(1- Dmax) 原边与副边的匝比:Np / Ns = Vf / Vout 原边与副边的匝比:Np / Ns = (Vdcmin * Dmax)/ [Vout * (1-Dmax)] 原边电流:[1/2 * (Ip1 + Ip2)] * Dmax * Vindcmin = Pout / η 磁芯:AwAe = (Lp * Ip2^2 * 10^4 / Bw * Ko * Kj) * 原边匝数:Np = (Lp * Ip^2 * 10^4 )/ (Bw * Ae) 气隙:lg = π * Np^2 * Ae * 10^-8 / Lp Lp:原边电感量, 单位:H Vindcmin:输入直流最小电压,单位:V Dmax:最大占空比: 取值~ Fs:开关频率 (或周期T),单位:Hz ΔIp:原边电流变化量,单位:A Vmos:开关管耐压,单位:V Vf:反激电压:即副边反射电压,单位:V Np:原边匝数,单位:T) Ns:副边匝数,单位:T) Vout:副边输出电压,单位:V η:变压器的工作效率 Ae:磁芯截面积,单位:cm2 Ip2:原边峰值电流,单位:A Bw:磁芯工作磁感应强度,单位:T 取值~ Ko:窗口有效用系数,根据安规的要求和输出路数决定,一般为~ Kj:电流密度系数,一般取395A/ cm2(或取500A/cm2) Lg:气隙长度,单位:cm 变压器的亿裕量一般取150V 什么是反激电压假定原副边的匝比为n,在原边开关管截止时,开关管的高压端电压为 Vin(dc)+nVo, nVo即为反激到原边的电压。在反激电源的工作原理中,原边开关管截止时,变压器能量传递,次级二极管导通,次级绕组两端的电压,会“折射”到原边(用同名端对电位),叠加在开关管高压端。同理当原边开关管导通时,次级二极管是截止的,二极管上的电压除了输出电压Vo,还有原边“折射”过来的电压Vin(dc)/n,及Vo+[Vin(dc)/n,].。所以,匝比的设计,除了影响占空比,也影响着原边开关管及次级二极管的应力选择。 在变压器线圈匝数未知的情况下,如何计算磁芯工作时的磁感应强度Bw测量其电感量(可用压

相关文档
最新文档