六种基本DCDC变换器拓扑结构总结
DCDC变换器拓扑结构分析
DCDC变换器拓扑结构分析⼀、正激变换电路由于正激DC/DC变换器具有电路拓扑简单，输⼈输出电⽓隔离，电压升、降范围宽，易于多路输出等优点，因此被⼴泛应⽤于中⼩功率电源变换场合。
然⽽，正激变换器的⼀个固有缺点是需要附加电路实现变压器磁复位。
采⽤磁复位绕组正激变换器川的优点是技术成熟可靠，磁化能量⽆损地回馈到直流电⽹中去。
但附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化，变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制，占空⽐d<0.5，功率开关承受的电压应⼒与输⼈电源电压成正⽐。
RCD钳拉正激变换器图的优点是磁复位电路简单，占空⽐d可以⼤于0.5，功率开关承受电压应⼒较低此电路只是在原有的双管正激电路上添加了2个Lr、Cr谐振⽹络实现软开关。
图4中,L2为缓冲电感,Lm为变压器的励磁电感,C1和C2分别是开关管VS1和VS2的寄⽣电容。
电路拓扑在1个开关周期中可分为7个时间段描述。
下⾯将对每个时间段分别描述。
先假定在t0时刻之前,VS1和VS2关断,谐振电感Lr上的电流iLr为0,电容Cr上的电压UCr为-Uin,VD5关断,VD6正在续流。
为了使分析过程简化,在对电路分析之前,作如下⼏点假设:滤波电感L1⾜够⼤,在1个开关周期中可近似⽤恒流源I0等效代替;变压器漏感远⼩于励磁电感,在电路分析中忽略漏感的影响。
⼀个开关周期中电路的主要电量波形：1 t0~t1时间段在t0时刻,主功率开关管VS1和VS2同时导通,由于电感L2的作⽤,电流上升缓慢,VS1和VS2可以看成ZCS(零电流)导通。
在这⼀阶段,Lr、Cr开始谐振,VD5和VD6开始电流交换。
Cr上的电压从-Uin向Uin变化,电感Lr上的电流也从零上升。
当续流⼆极管VD6上的电流为零并且阻断时,这⼀时间段结束(这个时间段很短)。
此时,原边电流上升到I0/N(N=N1/N2,N1为原边匝数,N2为副边匝数)。
2 t1~t2时间段在t1~t2时间段,Lr和Cr继续谐振。
PWM型DCDC开关变换器研究综述
PWM型DCDC开关变换器研究综述PWM型DC-DC开关变换器通过开关元件的不断开启和关闭实现电能的转换，使得输入电压或电流在输出端产生与输入端不同的电压或电流。
PWM型DC-DC开关变换器的工作原理是利用开关元件将直流电源的电能转换为脉冲形式的电能，然后通过滤波电容和电感等元件进行滤波，最终获得稳定的输出电压或电流。
1.基本拓扑结构：PWM型DC-DC开关变换器有多种不同的拓扑结构，包括升压、降压、升降压和反激等。
研究人员通过对各种拓扑结构的比较与分析，选择最适合特定应用场景的拓扑结构。
2.控制策略：PWM型DC-DC开关变换器的控制策略是保证输出电压或电流稳定的关键。
常见的控制策略包括电流环控制、电压环控制、电压-电流双环控制等。
研究人员通过优化控制策略，提高开关变换器的性能指标，如响应时间、稳态误差和抗干扰能力等。
3.开关元件选型：开关元件的选型对PWM型DC-DC开关变换器的性能具有重要影响。
研究人员通过研究不同类型的开关元件（如MOSFET、IGBT等）的特性和参数，选择最适合特定应用场景的开关元件，并提出相关的控制策略和保护机制。
PWM型DC-DC开关变换器在各个领域中都有广泛的应用。
例如，PWM 型DC-DC开关变换器被应用于电动汽车以提供适宜的电源电压和电流；在太阳能光伏电池系统中，PWM型DC-DC开关变换器被用来调节光伏阵列的输出电压与负载匹配；此外，PWM型DC-DC开关变换器还被用于电力供应系统、通信设备、工业自动化等领域。
综上所述，PWM型DC-DC开关变换器是一种重要的电力转换设备，在不同领域中有广泛的应用。
对PWM型DC-DC开关变换器的研究包括基本拓扑结构、控制策略、开关元件选型和功率损耗分析等方面，通过优化这些关键技术，可以提高开关变换器的性能指标，满足各种应用需求。
DC-DC电源拓扑及其工作模式讲解
DC-DC电源拓扑及其工作模式讲解一、DC-DC电源基本拓扑分类：开关电源的三种基本拓扑结构有Buck、Boost、Buck-boost（反极性Boost）。
如果电感连接到地，就构成了升降压变换器，如果电感连接到输入端，就构成了升压变换器。
如果电感连接到输出端，就构成了降压变换器。
基本拓扑图如下：1.Buck2.Boost3.Buck-Boost二、DC-DC复杂拓扑结构1.反激隔离电源（FlyBack）另外有些隔离电源拓扑就是通过基本拓扑增加变压器或者变化得到的，例如反激隔离电源（FlyBack）。
2.Buck+Boost拓扑本质是用一个降压“加上”一个升压，来实现升降压。
SEPIC拓扑：集成了Boost和Flyback拓扑结构3.Cuk、Sepic、Zeta拓扑通过基本拓扑直接组合，形成了三个有实用价值的拓扑结构：Cuk、Sepic、Zeta。
Cuk的本质是Boost变换器和Buck变换器串联，Sepic的本质是Boost和Buck-Boost串联，Zeta可以看成Buck和Buck-Boost串联。
但是里面有些细节按照电流的方向在演进的过程中调整了二极管的方向，两极串联拓扑节省了复用的器件。
通过这样串联和演进，产生了新的三个电源拓扑。
同时，如果我们把同步Buck拓扑串联同步Boost可以形成四开关Buck-Boost拓扑。
4.四开关Buck-Boost拓扑同时，如果我们把同步Buck拓扑串联同步Boost可以形成四开关Buck-Boost拓扑5.反激、正激、推挽拓扑的演进利用变压器代替电感，可以把Boost演进为一个新拓扑FlyBack即反激变换器（反激的公式来看又是很像Buck-Boost，这里变压器不同于电感，也有说法会说反激是Buck-Boost变过来的）。
可以把Buck电路的开关通过一个变压器进行能量传递，就形成正激变换器。
将两个正激变换器进行并联，可以形成推挽拓扑。
正激的变压器，是直接输送能量过去，而不是像反激变压器那样传递能量。
低压大电流DCDC变换器拓扑分析
低压大电流DC/DC变换器拓扑分析摘要：目前对低压大电流DC/ DC 变换器的研究方兴未艾。
如何选择合适的拓扑电路是其首要任务。
从拓扑、应用方面系统地论述了低压大电流技术近期的发展，阐述了各种拓扑电路的特点及用途并进行了分析比较。
同时，详细地介绍了其关键的同步整流技术及其各种驱动方法。
1 引言随着电子技术的迅速发展，以及各种微处理器、IC 芯片和数字信号处理器的普及应用，对低压大电流输出的低压变换器的研究与应用成为日益重要的课题。
在低电压输出的情况下，一般的二极管整流很难达到较高效率，需采用同步整流技术，这就使得同步整流成为低压大电流技术中的关键技术。
另外，如何选择合适的拓扑，使变换器的性能最优化，也是一个极其重要的问题。
首先分别从变压器的初级和次级对各种基本拓扑进行分析比较，分别得出初级和次级适合于低压大电流的优化拓扑，然后进行组合，列举了3 种典型的拓扑，最后对优化的组合作进一步的比较分析。
2 基本拓扑及其优缺点分析以变压器为界，此类变换器的初级拓扑可从其所能传送的功率以及拓扑结构的复杂程度等方面进行分析。
在提高低压大电流变换器的效率中显得尤为重要的是其次级的拓扑。
本文首先从提高效率的角度对其进行分析，然后综合考虑其结构复杂性和驱动方式等的问题。
2. 1 变压器初级拓扑的优选相对于升压型变换器来说，降压型变换器更加适用于低压大电流变换器。
其变压器初级的基本拓扑主要可用正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等5 种。
但是，其中的反激式变换器显然不适合低压大电流的要求，因为它的输出纹波较大，变压器漏感引起较大的电压尖峰，功率不大（150W 以下）,变换器效率不高，因而只能在电压和负载调整率要求不高的场合使用。
2. 2 变压器次级拓扑的优选2. 2. 1 同步整流技术基本原理同步整流技术旨在实现同步整流管栅极和源极之间的驱动信号与同步整流管漏极和源极之间开关同步。
理想的同步整流技术可使同步整流管起到和整流二极管同样的作用，即正向电压导通，反向电压关断。
三电平DC-DC变换器的拓扑结构及其滑模控制方法
三电平DC/DC变换器的拓扑结构及其滑模控制方法字体: 大中小关键词:三电平；DC/DC变换器；滑模控制1 引言J.Renes Pinheiro于1992年提出了零电压开关三电平DC/DC变换器[1]，该变换器的开关应力为输入直流电压的1/2，非常适合于输入电压高、输出功率大的应用场合。
因此，三电平DC/DC变换器引起了广泛关注，得到了长足发展。
目前，三电平技术在已有的DC/DC变换器中，均得到了很好的应用。
部分三电平DC/DC变换器在降低开关应力的同时，还大大减小了滤波器的体积，提高了变换器的动态特性。
三电平技术的应用，充分体现了“采用有源控制的方式减小无源元件体积”的学术思想。
2 三电平DC/DC变换器拓扑的推导与发展2.1 三电平两种开关单元文献[2]分析了三电平DC/DC变换器的推导过程：用2只开关管串联代替1只开关管以降低电压应力，并引入1只箝位二极管和箝位电压源(它被均分为两个相等的电压源)确保2只开关管电压应力均衡。
电路中开关管的位置不同，其箝位电压源与箝位二极管的接法也不同。
文中提取出2个三电平开关单元如图1所示。
图1(a)中，箝位二极管的阳极与箝位电压源的中点相连，称之为阳极单元；图1(b)中，箝位二极管的阴极与箝位电压源的中点相连，称之为阴极单元。
2.2 六种非隔离三电平DC/DC变换器三电平DC/DC变换器的推导过程可以总结为以下三个步骤：一是将基本变换器的开关管替换为相互串联的2只开关管；二是寻找或构成箝位电压源；三是从箝位电压源的中点引入1只箝位二极管到相互串联的2只开关管的中点，箝位二极管的放置与2只开关管与箝位电压源联接的地方有关。
为了确保2只开关管的电压应力相等，三电平DC/DC变换器一般由图1所示的两种开关单元共同组成。
文献[2]所分析的半桥式三电平DC/DC变换器的推导思路，可以推广到所有的直流变换器中，由此提出了一族三电平DC/DC变换器拓扑，包括Buck，Boost，Buck Boost，Cuk，Sepic，Zeta等6种非隔离的三电平DC/DC变换器，但是这6种非隔离的三电平DC/DC变换器的输入与输出是不共地的，这个缺点限制了它们的使用范围。
开关电源中的功率变换器拓扑、分析与设计 2基本DC-DC变换剖析
此培训资料来源于德州仪器（TI ）和中国电源学会（世纪电源网）合作举办的“TI 现场培训”课程，世纪电源网同意在 TI 网站上分享这些文档。
1第三单元反激变换器的拓扑结构1. 基本反激变换器2. 三绕组吸收反激变换器3. RCD 吸收反激变换器4. 其它吸收反激变换器5. 二极管吸收双反激变换器6. 反激DC-DC 变换器总结21. 基本反激变换器3结论：因漏感能量引起主管上的高电压尖峰，不能正常工作，见下面分析。
1：原理图g V o g R D12: 基本反激变换器不能工作的原因7例子：已知：uH L p 1=VV o 12=AI o 10=采用基本反激变换器，功率器件选用：IRFBC40，其参数为：为满足器件上的稳态电压，选变压器的匝比：V V DSS 600=W=2. 1 (on DS R A I D 2. 6=pF C oss 160=可得稳态工作占空比：VNV V V o g DS 550=+=（稳态）h1(D N DV V g o -=286. 0=D AD N I i o m 17. 1286. 01(5. 121023. 01( 1(21(1=-+=-+=lV V g 400=94. 0=h5. 1212/400550=-=）（N 由：所以原边激磁电感上的峰值电流为：如变压器的漏感为：则开关S 上的峰值电压：V i L NV V V m osspo g DS 6421=´++=（峰值）将因过压而损坏S ：9例子同前：uHL p 15. 0=如变压器的漏感为：则开关S 上的峰值电压：Vi C L NV V V m osspo g DS 5861=´++=（峰值）开关S 可满足电压要求：但显然，这样大小的漏感在实际中是实现不了的，为此必须外加一个吸收电路，来减小开关S 上的尖峰电压。
uH L p 1=如变压器的漏感仍为：，而在开关S 两端外并一个电容使等效电容为：pF C oss 1056=开关S 可满足电压要求：则开关S 上的峰值电压：Vi C L NV V V m osspo g DS 5861=´++=（峰值）但这样大小的电容在本例子中将产生很大的容性开通损耗，按100KHz 的开关频率计算，其容性开通损耗为：Wf V C P s ds oss cap on 16212 (==所以仅并大电容也不是解决办法112. 三绕组吸收反激变换器121：原理图Rg V gI2:工作原理, 特征与应用175）：三绕组吸收单反激变换器的典型应用场合--多用在小功率的AC/DC和DC/DC电源中；--大功率开关电源的辅助电源。
大功率DCDC变换器主电路拓扑有很多种
Uc3846详解大功率DC/DC变换器主电路拓扑有很多种，诸如双管正激式、推挽式、半桥式和全桥式等。
控制芯片的种类也非常多，主要分为电流控制型与电压控制型两大类。
电压控制型只对输出电压采样，作为反馈信号进行闭环控制，采用PWM技术调节输出电压，从控制理论的角度看，这是一种单环控制系统。
电流控制型是在电压控制型的基础上，增加一个电流负反馈环节，使其成为双环控制系统，从而提高了电源的性能。
根据对各种拓扑和控制方式的技术成熟程度，工程化实现难度，电气性能以及成本等指标的比较，本文选用半桥式DC/DC变换器作为主电路，电流型PWM控制芯片UC3846作为该系统的控制单元。
1 电压控制型脉宽调制器和电流控制型脉宽调制器[1]图1为电压控制型变换器的原理框图。
电源输出电压的采样反馈值Vf与参考电压Vr进行比较放大，得到误差信号Ve，它与锯齿波信号比较后，PWM比较器输出PWM控制信号，经驱动电路驱动开关管通断，产生高频方波电压，由高频变压器传输至副方，经整流滤波得到所需要的电压。
改变电压给定Vr，即可改变输出电压Vo。
图2为电流控制型变换器的原理框图。
恒频时钟脉冲置位R－S锁存器，输出高电平，开关管导通，变压器原边的电流线性增大，当电流在采样电阻Rs上的压降Vs达到Ve时，PWM比较器翻转，输出高电平，锁存器复位，驱动信号变低，开关管关断，直到下一个时钟脉冲使R－S锁存器置位。
电路就是这样逐个地检测和调节电流脉冲的。
当电源输入电压和/或负载发生变化时，两种控制类型的动态响应速度是不同的。
如果电压升高，则开关管的电流增长速度变快。
对电流控制型而言，只要电流脉冲一达到设定的幅值，脉宽比较器就动作，开关管关断，保证了输出电压的稳定。
对电压控制型而言，检测电路对电流的变化没有直接的反映，一直等到输出电压发生变化后才去调节脉宽，由于滤波电路的滞后效应，这种变化需要多个周期后才能表现出来，显然动态响应速度要慢得多，且输出电压的稳定性也受到一定的影响。
移相全桥dc-dc变换器拓扑结构
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六种基本DC/DC变换器拓扑，依次为buck,boost,buck-boost,cuk,zeta,sepic变换器
半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑。
半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决。
半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制。
正激变换器
绕组复位正激变换器
LCD复位正激变换器
RCD复位正激变换器
有源钳位正激变换器
双管正激
吸收双正激
有源钳位双正激
原边钳位双正激
软开关双正激
推挽变换器
无损吸收推挽变换器
推挽变换器:推挽变换器是双端变换器.其实是两个正激变换器通过变压器耦合而来,基本推挽变换器好处是驱动不需隔离,变压器双端磁化,只要两个开关管.但是,变压器绕组利用率低,开关管电压应力为输入两倍,所以一般只适合低压输入的场合.而且有个问题就是会出现偏磁,所以要采用电流型控制等方法来避免.
如果将两个双管正激同样耦合,可以构成四开关管的推挽变换器,也就是所谓的双双管正激.其管子电压应力下降为输入电压.其他等同.
推挽正激是最近出现的一种新拓扑,通过一个电容来解决变换器漏感尖峰,偏磁等问题.在VRM中有应用.
半桥变换器也是双端变换器,以上是两种拓扑.
半桥开关管电压应力为输入电压.而且由于另外一个桥臂上的电容,具有抗偏磁能力,但是对于上面一种拓扑,通常还会加隔直电容来提高抗偏磁能力.但是如果采用峰值电流控制,要注意一个问题,就是有可能会导致电容安秒不平衡的问题.要需要其他方法来解决.
半桥变换器可以通过不对称控制来实现ZVS,也就是两个管子交替导通,一个占空比为D,另外一个就为1-D.就是所谓的不对称半桥,通常采用下面一种拓扑.对于不对称半桥可以采用峰值电流控制.
全桥变换器
全桥变换器在大功率场合是最常用了,特别是移项ZVS和ZVZCS 接下去,会收集一些三电平变换器贴出来,在以后就给出boost族的隔离变换器....反激变换器.....正反激变换器......APFC.....PPFC.... 单级PFC.....谐振变换器等.....
三电平变换器(three level converter)
选了看起来比较舒服的两个拓扑,这些三电平是半桥演化而来,同样可以演化出多电平变换器,合适高压输入场合.而且可以通过全桥的移相控制方式实现软开关.。