四段式含加载线双带阻抗匹配变换器设计分析

我们在设计电路的时候，难免会做一些与射频相关的工作，工作的主要意义和射频设计的核心之一是使电路的一部分与另一部分匹配，以实现两部分之间的最大功率传输。目的。在本文中，我们介绍了一种T型阻抗转换器及其设计和仿真，该转换器的中心频率为400MHz，带宽为40MHz，标记阻抗为50至75欧姆。本文介绍了射频阻抗转换器的开发过程和当前状态，详细介绍了不同种类的变换器的性能与优缺点，用途及发展。而在介绍阻抗匹配的原理中，我们还穿插了一些关于史密斯圆图的定义，它作为一个分析阻抗匹配最广泛的工具让我们在面对庞大计算量的问题面前不会束手无策。在分析了微带线阻抗匹配理论的基础知识的基础上，讨论了射频阻抗变换器的整个设计过程，然后通过软件进行设计和构建。采用ADS软件进行整个设计的构建。对于仿真软件，我们选择的是HFSS，HFSS软件是一款高效的仿真软件，可以快速帮助我们进行模型仿真，之后我们对仿真结果进行分析和总。

关键词:射频；阻抗匹配；阻抗圆图；VSWR（电压驻波比）；ADS

1.1 概述

在处理射频系统的实际应用时，您总是会发现非常困难的工作，因为其中之一就是级联电路各部分的不同阻抗的匹配。通常，需要匹配的电路包括天线与低噪声放大器之间的匹配，功率放大器输出与天线之间的匹配以及LNA / VCO输出与LNA / VCO 输出之间的匹配。调音台输入。匹配的目的是确保信号或能量有效地从“信号源”传递到“负载”。

在高频侧，寄生元素对相应的网络具有重大且不可预测的影响。当频率超过几十兆赫兹时，理论计算和仿真远远不能满足要求，要获得足够的最终结果，还必须考虑并适当地调整实验室RF测试。通过计算出的值来确定电路结构的类型和相应目标组件的值.

1.2阻抗匹配变换器的发展与现状

IMPEDANCE变压器是微波组件（例如功率放大器，电源）的基本组件分配器和天线。最近，随着越来越多的无线通信和无线应用标准出现因此，建议系统和电路在不同的频带上同时工作。因此，尊重 TI频率阻抗变压器（MFIT）的开发非常担心。您最近看到了许多MFIT 十年来，大多数研究都包括双频那。双频阻抗变压器（DFIT）首先使用级联在两个实际阻抗之间实现两条线相互匹配，L形网络 Pi形传输线和网络. 一个更普遍的问题是针对频率相关的复杂负载（FDCL）的DFIT实现。因此，许多新拓扑和方法。中三传动线级联以实现DFCL DFIT。作为选择，传输线的两个部分和并联支路的两个部分串联连接，这具有尺寸大的缺点。然后提出了一种结构简化，尺寸更紧凑的T形DFIT。在DFIT中通过使用耦合线可以丰富DC阻止功能。一两个通用DFIT通过复杂的阻抗传递传输线的四个部分。以上分配双变频器通常具有两个或多个部分传输线或耦合线，所以长度大。对称双频偏移线T形或Pi形网络可以直接用作实际阻抗之间的DFIT，并且可以使用通过添加一部分传输为FDCL构造DFIT线和短线或T形双频短线，但电路复杂度高且尺寸大。

图1. MFIT拓扑。（A）MFIT的一般拓扑。（B）变频器实施。（C）MFIT的详细拓扑。（D）简化的拓扑年

MFIT。

1.3 射频阻抗变换电路的类型

L型电路阻抗匹配：这种类型的电路结构仅使用两个电抗元件来提供阻抗匹配，并且匹配电路的设计基于Q因子。

π型转换电路：在L型匹配电路中引入第三电路元件，即串联元件中的另一个并联电纳，电路的Q可以用作设计参数，从而为电路设计提供必要的灵活性。

T型转换电路：T型转换电路如图1.1所示，它是一个双π型转换电路。但是，在该电路

中，串联电

抗X1首先将

增加电抗到

R ，而剩余

的并联电纳

用来减小电

阻。

图1.1 T型变

换电路

其它还包括了分支电容器转换器和双调谐并行转换器（在需要精确的宽带控制时使用）。

1.4 射频阻抗变换器的用途

阻抗转换器必须匹配传输线的阻抗和负载阻抗，即Z0 = ZL。它可以保证最大量的电磁能或功率值传递给最终的负载。为了使信号源提供给负载的功率最大化，信号源的阻抗必须等于负载的共轭阻抗，即，R s + jX s = R L - jX L

图1.2 R s+jX s=R L-jX L时的共轭匹配

在这种情况下，负载从信号源接受到的能量最大。同时，为了有效地传输功率，

满足此条件可以避免能量从负载反射到信号源，尤其是在高频应用环境中，例如视频

传输，RF或微波网络。阻抗转换器通常用来匹配天线与低噪声放大器，功率放大器

输出与天线之间的匹配，以及LNA / VCO输出与混频器输入之间的匹配。例如：要实

现天线的阻抗匹配，就要在天线和接收端之间增加一个射频阻抗转换器，电路图如图

1.3所示。

图1.3 天线与接收端的阻抗匹配

阻抗转换器在内部阻抗匹配技术中也有很多应用，例如：管内部阻抗匹配技术需要内

部阻抗匹配技术，该技术就使用阻抗转换器。

1.5射频阻抗变换器设计的发展

射频阻抗转换器的设计方法是从最初的人工计算和史密斯图方法发展到如今使用的

计算机软件仿真。原始的手动计算是一种极其复杂的方法，因为它需要很长的计算公

式，并且有大量的复数数据需要处理。当今通过计算机软件的仿真，就可使设计更加方便快捷，并且通过仿真结果，电路噪声的值，输入和输出驻波率，增益和电路稳定性以及其他指标都可以轻松得到。用于射频电路设计的仿真软件也在不断开发中，以前主要使用ANSOFT和Microwave office软件对射频电路进行了仿真，现在主要的仿真软件是ADS仿真软件。更加方便快捷为了方便。

2 基本原理

2.1 阻抗匹配

在电路学中，有一个亘古不变的重要议题，就是阻抗匹配。它也是RF 微波电路的重点。通常，传输线有两种类型的阻抗匹配：

（1）信号源与传输线之间的阻抗匹配。因为信号源的内部阻抗和传输线的特征阻抗不相等。因此，添加在信号源和传输线之间匹配设备就显得至关重要。

信号源和传输线之间存在两种阻抗匹配情况。

①信号源的共轭匹配。信号源的共轭对应关系是指负载获得最大功率的量度，实

现方法是使负载阻抗in Z (也就是说，传输线输入端的输入阻抗等于信号源处阻抗的共轭值*g Z 此时负载吸收的功率最高（可以看出）g g R E P 8/max =)。

②信号源的阻抗匹配。信号源的阻抗匹配是指选择信号源的内部电阻0Z Z g =或

0=Γg ，满足0Z Z g =的电源称为匹配源，实用中0Z Z g =的条件难以完全满足，为此通常在信号源后接一隔离器，吸收反射波。

（2）传输线与负载之间的阻抗匹配。因为负载阻抗不等于传输线的特征阻抗，所以当传输波到达负载时会发生反射。因此，需要在传输线和负载之间添加匹配装置以消除负载的反射，从而传输线以行波状态工作。

有很多方法可以匹配负载和传输线之间的阻抗。这种类型的匹配设备的基本要求是，引入的附加损耗应小，频率带宽大，并且能够适应各种负载。基本匹配设备共有三种常见类型：梯形阻抗转换器，分支匹配设备和指数线路匹配设备。

（3）计算出的设计参数并应用无损电路模型，它们的反射系数如图3所示。在图2中所示的负载阻抗随工作频率，从图3观察到，两个所需的不相关频率的完美匹配。此外，在接近DC 频率时的回波损耗接近0 dB ，表明存在明显的DC 阻隔功能。

参考复杂的频率相关阻抗。负载阻抗将改变。图4显示了四种电气长度不同时的四个负载阻抗示波器，

使用Ω=50S R 。负载阻抗

在第一频率和第二频率处的值分别对应于图4（a ）和4（b ）。通常，这种建议的变压器的负载阻抗范围相对较大，如图4所示。

通用传输线的一端连接到电源，另一端连接到负载。负载可以是天线或具有等效阻抗ZL 的任何电路。传输线阻抗和负载阻抗达到匹配定义，简而言之，Z0 = ZL 。在阻抗匹配的环境中，负载侧将不会反射无线电波。也就是说，负载可以完全把电磁

能吸收。因为传输线的主要功能是传输能量并传输电子信号或数字数据，所以阻抗匹配的负载和电路网络将确保传输到最终负载的电磁能量最大。

设计负载电路最是简单的阻抗匹配方法，使其满足ZL = Z0的条件。不幸的是，这是一个理想的情况。在设计实践中，负载电路必须首先满足其他必要条件，否则负载电路所需的性能将无法被保障，这通常会影响其与传输线之间的阻抗匹配。解决方案是在传输线和最终负载之间添加一个阻抗匹配网络。加入该网络的目的是减少传输线与该网络之间的无线电波反射。如果阻抗匹配网络是无损的，并且其输入阻抗ZL 等于传输线的特征阻抗Z0，那么能量将能够通过它到达负载端。

2.2 史密斯圆图

Smith 圆图是解决传输线和阻抗匹配问题的有效图形工具。

等反射圆

等值反射圆是一组半径为0?1的同心圆。等值反射圆可用于表示矢量形式的反射数。传输线的反射系数Γ0的表达式为

L j i r L L e j Z Z Z Z θ0000

00Γ=Γ+Γ=+-=Γ （2-1）之内 θL =arctan(Γ0i /Γ0r ) 。

图2.1 传输线终端连接不同的Z L 在等反射圆图的表示

等电阻圆图和等电抗圆图

1.归一化阻抗公式

一端连接负载无耗传输线的输入阻抗可表示为

r i r o in j j Z d Z Γ-Γ-Γ+Γ+=11)( (2-2) 式中，Z 0为特性阻抗。

对传输线的特性阻抗进行归一化处理可得

r i r in in j j d d jx r Z Z d Z Γ-Γ-Γ+Γ+=Γ-Γ+=+==11)(1)(1/)(0 (2-3) 式中，Z in 为归一化阻抗。

用分母的复共轭乘以上式的分子和分母，得到

2222)1(21i

r i i r in j jx r Z Γ+Γ-Γ+Γ-Γ-=+= (2-4) 可分别求得归一化电阻r 和电抗x 的表达式为

2222)1(1i

r i r r Γ+Γ-Γ-Γ-= (2-5) 22)1(2i

r i x Γ+Γ-Γ= (2-6) 重新排列后得

222)1

1()1(+=Γ++-Γr r r i r (2-7) 2

22)1()1()1(x x i r =-Γ+-Γ (2-8)

2.等电阻圆和等电抗圆

公式（2-7）和公式（2-8）分别表示直角平面r Γ和i Γ上方的两组圆，等电阻的圆如图2.2所示，等电抗的圆如图2.3所示

图2.2 等电阻圆图2.2 等电抗圆

(1) 等电阻圆

对于等电阻圆有

半径：1

1+r 圆心：0,1=Γ+=Γi r r

r r 的范围是0≤r ＜∞。当r=0时，圆的中心在原点，半径为1。当r=1时，圆的中心向正r Γ方向位移1/2单位，半径为1/2。当r→∞时，圆的中心位移收敛到+1点，圆的半径→0。

(2) 等电抗圆

对于等电抗圆半径：x

1 圆心：x

i r 1,1=Γ=Γ x 的范围为－∞＜x ＜＋∞,x 可为负（即电容性），也可为正（即电感性）。所有的圆的中心都在过1+=Γr 点并垂直于实数轴（r Γ）的线（虚线）上。对于x=∞，可以得到一个半径为零的圆，即是位于1+=Γr 和0=Γi 的一个点。当x→0时，圆的半径和圆的中心沿着垂直于实数轴（r Γ）的线（虚线）的位移趋于无限大。从图3可以看出，代表电感性阻抗的正值位于Γ平面的上半部分，代表电容性阻抗的负值位于Γ平面的下半部分。 Smith 圆图（阻抗圆图）

将等电阻圆和等电抗圆组合在一起，在1≤Γ的圆内可得到如图2.4所示的Smith 圆图。在Smith 圆图中，x 的上半部分为正，表示阻抗为电感，x 的下半部分为负，

表明阻抗为电容。横轴表示纯电阻。饼图上的任何一点都描述了电阻和电抗的串联关系，即圆图中，上半部分x为正数，表示阻抗具有电感性，下半部分为x为负数，表示阻抗具有电容性。水平轴表示的是纯电阻。圆图上的任何一点描述的是电阻和电抗的串联，即z=r+jx形式。

图2.4 smith圆图

2.3 电压驻波比

具有相同频率和相似振幅的两个电磁波面对面碰撞，并产生驻波。该电磁波的能量粒子在空间中是固定的。该暂停的时间段比两个电磁波的能量流动的时间长。由于驻波中的能量粒子是固定的，因此没有能量流入或流出驻波。上面的描述更加抽象，但是这里有一个类似的示例来说明发生了什么：进行物理实验，以相同的口径和相同的速度面对面喷洒两个水管，在两个水管之间将会激起一列水柱，那列水是驻波。如果您在失重的空间中，水柱将站立在那里并且不会掉落到地面。

电磁波在传输线中流动，当入射波和反射波相遇时会产生驻波。在阻抗不匹配的情况下，馈线中会有入射波和反射波。在入射波和反射波的相位相同的情况下，电压振幅将变为电压最大振幅Vmax，从而形成波腹。在入射波和反射波的相位相反的情况下，将电压振幅减小至最小电压振幅Vmin，从而形成节波。其他点的振幅值在波

腹和波腹之间。该合成波称为行驻波。反射波电压与入射波电压幅度之比称为反射系数，记为Γ，即

反射波幅度（ＺL －Ｚ0）

Γ＝───────＝───────

入射波幅度（ＺL ＋Ｚ0）

波腹电压与波节电压幅度之比称为驻波系数，也叫电压驻波比，记为 VSWR

波腹电压幅度Ｖmax （1 + Γ）

VSWR ＝────────＝────────

波节电压辐度Ｖmin （1 –Γ ）

端子负载阻抗ZL 和特性阻抗Z0越近，反射系数越小，并且VSWR 越接近1，则匹配越好。当VSWR =∞时，这意味着电磁波能量根本无法传输到负载，并且传输线阻抗完全失配。

3 T 型阻抗变换器的设计

3.1 T 型阻抗变换器（RS

步骤1：决定工作频率fc 、负载Q 值、输入阻抗R S 及输出阻抗R L 。并求出 R small =min(R S ,R L )

步骤2：依图3.1中所示及下列公式计算出1S X 、1P X 、2P X 、2S X 。

()

21small R R Q =+，1S S X QR =， Q

R X P =1 12-=L R R Q ，22Q R X P =，22S L X Q R =

图3.1 T 型匹配电路

步骤3：根据电路的不同组件，有4种类型。如图3.2（a ）、（b ）、（c ）、（d ）所示。其中电感、电容值的求法为：

C f X L π2=，12C C f X

π=

(b)

设计一中心频率为400MHz ，频宽为40MHz 的50~75ΩT 型阻抗变换器

（Ω=50s R ，75L R =Ω）。

步骤1：决定工作频率MHz f C 400=，负载Q 值=400/40=10,输入阻抗Ω=50S R 及输出阻抗75

L R =Ω。

求出：()Ω==50m in L s small R R R ，

步骤2：根据图3.1所示及下列公式计算出1S X 、1P X 、2P X 、2S X 。

()215050small R R Q =+=Ω

1500S s X QR ==Ω；Ω==

5051Q

R X P 28.145Q == 22

620P R X Q ==Ω；22610.8S L X Q R ==Ω

步骤3: 根据电路选用元件的不同，有4种组成形式。如图3.2所示，选用图3.2(C)所示电路，其电感、电容值的计算如下

nH f X L C

X S 9.198211==π 11

10.792P C P C pF f X π== 222432S S C

X L nH f π== 22

10.642P C P C pF f X π==

将计算出的L S1、C P2、L S2、C P2所对应的元件代入图3.1中，便可得到T 型阻抗变换器电路,如图3.3所示。

图3.3 T 型阻抗变换器电路

4 阻抗变换器电路仿真

4.1 ADS 软件简介

美国安捷伦公司发布的ADS-Advanced Design System（微波电路和通信系统仿真软件）是当今业界最流行的RFIC微波通信，系统和RFIC电路设计软件；它也是国立大学，研究机构和大型IT公司使用最广泛的。其中一种软件。它的功能非常强大，仿真方法丰富多样，可以执行多种仿真分析方法，包括时域和频域，数字和模拟，线性和非线性，噪声等，并且可以进行分析。并优化设计结果的性能，极大地提高了复杂电路的设计效率，是微波射频电路和系统信号链路的优秀设计工具。主要应用：射频和微波电路设计，通信系统设计，RFIC设计，DSP设计和矢量仿真。

4.2 HFSS 软件简介

用于射频和无线设计的三维电磁场模拟器Ansys HFSS是一个三维电磁（EM）仿真软件，用于设计和仿真高频电子产品，如天线、天线阵列、射频或微波组件、高速互连、滤波器、连接器、IC封装和印刷电路板。通过与Ansys热、结构和流体动力学工具的集成，HFSS为电子产品提供了一个强大而完整的多物理分析，确保了电子产品的热和结构可靠性。

4.3 T型阻抗变换器的仿真结果及分析

本文设计仿真所用软件为ADS软件，ADS软件在仿真分析和射频电路设计中的应用非常方便，并且可以对信号特性的S参数进行仿真。

从仿真结果可以看出，S（1,1）代表电路的反射系数，S（1,1）波谷的频率为400MHz，这是电路的中心频率。此时，反射系数为最小值，从电压驻波比的角度分析表明，终端负载阻抗ZL和特性阻抗Z0越近，反射系数越小。驻波比VSWR为1时，匹配度越好。S（2,1）表示电路的传输系数，并且S（2,1）峰值的频率也为400MHz，这是电路的中心频率。此时，传输系数为最大值，说明此电路可确保传输到最终负载的能量和传送电子讯号或数字数据能达到最大量。从图中还可以看出，S（1,1）波谷的频率和S（2,1）波峰的频率都是电路的400MHz工作频率，表明该电路都可以达到最大输出，此时反射量也达到了最大的减少。在电路所需的带宽（40MHz）内，还有较大的传输系数和较小的反射系数。

总结

本文研究了射频阻抗转换器，其目标是将电路的输入阻抗与输出阻抗相结合，具体实现是50至75欧姆的T型阻抗转换器，中心频率为400 MHz和40 MHz带宽。本设计具体总结如下：

（1）概述射频阻抗转换器的类型，用途和开发。

（2）基本理论的讨论，主要阐述了阻抗匹配，阻抗饼图和电压驻波比的基础知识。

（3）介绍了T型阻抗转换器的电路设计。介绍了T型阻抗转换器设计的基本步骤，并详细计算了组件的数值公式。

（4）对设计的T型阻抗变换器电路进行软件仿真，通过电路仿真结果分析电路设计是否满足设计要求，进一步了解电路实现的功能。

尽管该项目经过反复的设计，计算和仿真，但最终取得了令人满意的结果，满足了设计要求并实现了电路功能，从这个角度来看，该项目是成功的。但是，该设计也有缺点，由于时间限制，该设计尚未经过硬件测试，这是我来会继续改进的地方。

ADS阻抗匹配原理及负载阻抗匹配

功率放大器设计的关键：输出匹配电路的性能 2008-05-15 17:51:20 作者：未知来源:电子设计技术关键字：功率放大器匹配电路匹配网络s参数串联电阻输出功率Cout耗散功率网络分析仪高Q值对于任何功率放大器（功率放大器）设计，输出匹配电路的性能都是个关键。但是，在设计过程中，有一个问题常常为人们所忽视，那就是输出匹配电路的功率损耗。这些功率损耗出现在匹配网络的电容器、电感器，以及其他耗能元件中。功率损耗会降低功率放大器的工作效率及功率输出能力。因为输出匹配电路并不是一个50Ω的元件，所以耗散损失与传感器增益有很大的区别。输出匹配的具体电路不同，损耗也不一样。对于设计者而言，即使他没有选择不同技术的余地，在带宽和耗散损失之间，在设计方面仍然可以做很多折衷。匹配网络是用来实现阻抗变化的，就像是功率从一个系统或子系统传送另一个系统或者子系统，RF设计者们在这上面下了很大的功夫。对于功率放大器，阻抗控制着传送到输出端的功率大小，它的增益，还有它产生的噪声。因此，功率放大器匹配网络的设计是性能达到最优的关键。损耗有不同的定义，但是这里我们关心的是在匹配网络中，RF功率以热量的形式耗散掉的损耗。这些损耗掉的功率是没有任何用途。依据匹配电路功能的不同，损耗的可接受范围也不同。对功率放大器来讲，输出匹配损耗一直是人们关注的问题，因为这牵涉到很大的功率。效率低不仅会缩短通话时间，而且还会在散热和可靠性方面带来很大的问题。例如，一个GSM功率放大器工作在3.5V电压时，效率是55%，能够输出34dBm的功率。在输出功率为最大时，功率放大器的电流为1.3A。匹配的损耗在0.5dB到1dB的数量级，这与输出匹配的具体电路有关。在没有耗散损失时，功率放大器的效率为62%到69%。尽管损耗是无法完全避免的，但是这个例子告诉我们，在功率放大器匹配网络中，损耗是首要问题。耗散损失现在我们来看一个网络，研究一个匹配网络（图1a）中的耗散损失。电源通过无源匹配网络向无源负载传输功率。在电源和负载阻抗之间没有任何其他的限制。把匹配网络和负载合在一起考虑，电源输出一个固定量的功率Pdel 到这个网络（图1b）。输出功率的一部分以热量的形式耗散在匹配网络中。而其余的则传输到负载。Pdel是传输到匹配网络和负载（图1c）上的总功率，PL是传输到负载的那部分功率。了解了这两个量，我们就可以知道，实际上到底有多大的一部分功率是作为有用功率从电源传输到了负载，其比例等于PL/Pdel。这是对功率放大器输出匹配的耗散损失的正确测量，因为它只考虑了实际传输功率以及耗散功率。反射功率没有计算进去。由此可知，这个比例就等于匹配网络工作时的功率增益GP。而工作时的功率增益完整表达式为：这里，是负载反射系数，是匹配网络的s参数，损失就是增益的倒数。因此，耗散损失可以定义为： Ldiss = 1/GP。对于功率放大器而言，我们为它设计的负载一般是50Ω。通常，我们用来测量s参数的系统阻抗也是50Ω。如果系统阻抗和负载都是50Ω，那么就为0，于是，上面的表达式就可以简化为：在计算一个匹配网络的耗散损失时，只需要知道它的传输值和反射散射参数的大小，这些可以很容易地从s参数的计算过程中得到，因为网络分析仪通常都会采用线性的方式来显示s参数的值。在评估输入和级间耗散损失时，负载的阻抗不是50Ω，但是上述的规律依然适用。因为反射和耗散损失很容易混淆，射频工程师有时就会采用错误的方法来计算耗散损失。而最糟糕的方法就是采用未经处理的s21来进行计算。一个典型的匹配网络在1GHz（图2）时，对功率放大器而言，是数值为4+j0Ω的负载阻抗。匹配网络采用的是无损耗元件来进行模拟的，所以在匹配网络中不存在功率的耗散问题。然而，s21却是-6dB，因为在50Ω的源阻抗和4Ω的负载之间存在着巨大的不匹配问题。作为一个无损耗网络，除了一些数字噪音外，模拟的耗散损失为0dB。在电路的模拟当中，我们可能可以采用s21来求出正确的耗散损失。这一过程包括采用复杂模拟负载线的共轭

传输线理论与电感

目錄第一章傳輸線理論一傳輸線原理二微帶傳輸線三微帶傳輸線之不連續分析第二章被動元件之電感設計與分析一電感原理二電感結構與分析三電感設計與模擬四電感分析與量測

第一章傳輸線理論傳輸線理論與傳統電路學之最大不同，主要在於元件之尺寸與傳導電波之波長的比值。當元件尺寸遠小於傳輸線之電波波長時，傳統的電路學理論才可以使用，一般以傳輸波長（Guide wavelength ）的二十分之ㄧ（λ/20）為最大尺寸，稱為集總元件（Lumped elements ）；反之，若元件的尺寸接近傳輸波長，由於元件上不同位置之電壓或電流的大小與相位均可能不相同，因而稱為散佈式元件（Distributed elements ）。由於通訊應用的頻率越來越高，相對的傳輸波長也越來越小，要使電路之設計完全由集總元件所構成變得越來越難以實現，因此，運用散佈式元件設計電路也成為無法避免的選擇。當然，科技的進步已經使得集總元件的製作變得越來越小，例如運用半導體製程、高介電材質之低溫共燒陶瓷（LTCC ）、微機電（MicroElectroMechanical Systems, MEMS ）等技術製作集總元件，然而，其中電路之分析與設計能不乏運用到散佈式傳輸線的理論，如微帶線（Microstrip Lines ）、夾心帶線（Strip Lines ）等的理論。因此，本章以討論散佈式傳輸線的理論開始，進而以微帶傳輸線為例介紹其理論與公式，並討論微帶傳輸線之各種不連續之電路，以作為後續章節之被動元 1.1(a)。其中的集總元件電路模型描述，其中 (a) (b) i (z, t ) v z, t ) z

传输线特性阻抗基知识

什么叫传输线的特性阻抗？传输线特性阻抗基知识传输线的基本特性是特性阻抗和信号的传输延迟，在这里，我们主要讨论特性阻抗。传输线是一个分布参数系统，它的每一段都具有分布电容、电感和电阻。传输线的分布参数通常用单位长度的电感 L 和单位长度的电容C 以及单位长度上的电阻、电导来表示，它们主要由传输线的几何结构和绝缘介质的特性所决定的。分布的电容、电感和电阻是传输线本身固有的参数，给定某一种传输线，这些参数的值也就确定了，这些参数反映着传输线的内在因素，它们的存在决定着传输线的一系列重要特性。一个传输线的微分线段可以用等效电路描述如下：传输线的等效电路是由无数个微分线段的等效电路串联而成，如下图所示: 从传输线的等效电路可知，每一小段线的阻抗都是相等的。传输线的特性阻抗就是微分线段的特性阻抗。卄联原抗为： Z F = ------- --------- - =— i(G + joe) 传输线可等效为: IR IL U_ IR IR IL iR IL 半耻用比巧：乙、iR + jE)

Z E,￥=Z Z Z O Zc + Zr 叭鬲■独返呼4阳粽內为1是懒井14*F J9（可产5 =卩5=爲 G + j 肚 |G + Jex 皆赖宰址骼窩时＜f^lOOKHZ）. 3=2n監掘借損女.3. uefg±. R、G可黑略.L 中单懂怅度线的固打电臥住为肛拉忙度蜒的H有电皐此的当墓車迥惟艸rf^lKHZh 肛2卫片櫃水.可以耐.此时 Z0就是传输线的特性阻抗。 Z0描述了传输线的特性阻抗，但这是在无损耗条件下描述的，电阻上热损耗和介质损耗都被忽略了的，也就是直流电压变化和漏电引起的电压波形畸变都未考虑在内。实际应用中，必须具体分析。传输线分类当今的快速切换速度或高速时钟速率的PCB迹线必须被视为传输线。传输线可分为单端（非平衡式）传输线和差分（平衡式）传输线，而单端应用较多。单端传输线路下图为典型的单端（通常称为非平衡式）传输线电路。心J 4 电路窗化 m —

传输线反射以及终端电阻

传输线反射以及终端电阻传输线反射(reflection) 就是在传输线上的回波。信号功率(电压和电流)的一部分传输到线上并达到负载处，但是有一部分被反射了。如果源端与负载端具有相同的阻抗，反射就不会发生了。源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。反射(reflection) 就是在传输线上的回波。信号功率(电压和电流)的一部分传输到线上并达到负载处，但是有一部分被反射了。如果源端与负载端具有相同的阻抗，反射就不会发生了。源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。按照传输线理论，当负载与输出不匹配时，信号的传输为非理想行波状态（驻波或反射），会出现波形失真或衰减。阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，当它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50 Q，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即电缆长度可以忽略的话，就无须考惠阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时，要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等，此时的传输不会产生反射，这表明所有能量都被负载吸收了；反之则在传输中有能量损失。在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号质量的优劣。阻抗匹配的技术可以说丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理地应用，需要衡量多个方面的因素。例如，在系统设计中，很多采用的都是源端的串联匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式，以下逐一分析。例如，差分的匹配多数采用串联终端的匹配；时钟采用并联终端匹配。1)串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻 R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射。串联终端匹配后的信号传输具有以下特点：(1)由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50%向负载端传播。(2)信号在负载端的反射系数接近十1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50%。(3)反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接收到的信号与原始信号的幅度近似相同。(4)负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收。(5)反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为+4.5 V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37 Q，在高电平时典型的输出阻抗为45 Q；TTL驵动器和CMOS驱动器一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。2)并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。并联终端匹配后的信

电路阻抗匹配设计

何為"阻抗匹配"? 更多相关：https://www.360docs.net/doc/077246595.html, 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便. 阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超导体，则是一种电阻值几近于零的东西。但是在交流电的领域中则除了电阻会阻碍电流以外，电容及电感也会阻碍电流的流动，这种作用就称之为电抗，意即抵抗电流的作用。电容及电感的电抗分别称作电容抗及电感抗，简称容抗及感抗。它们的计量单位与电阻一样是奥姆，而其值的大小则和交流电的频率有关系，频率愈高则容抗愈小感抗愈大，频率愈低则容抗愈大而感抗愈小。此外电容抗和电感抗还有相位角度的问题，具有向量上的关系式，因此才会说：阻抗是电阻与电抗在向量上的和。阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 . 在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配； 1

电路板关于阻抗匹配

一.阻抗匹配的研究在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配； 1、串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Ω，在高电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；TTL驱动器和CMOS驱动一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图3.2.5中C点的电压波形一样。可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的噪声容限很低。串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；而且只需要一个电阻元件。 2、并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。并联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 驱动信号近似以满幅度沿传输线传播； B 所有的反射都被匹配电阻吸收； C 负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输线的特征阻抗为50Ω，则R值为50Ω。如果信号的高电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TTL或CMOS电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。

传输线的特性阻抗分析

传输线的特性阻抗分析传输线的基本特性是特性阻抗和信号的传输延迟，在这里，我们主要讨论特性阻抗。传输线是一个分布参数系统，它的每一段都具有分布电容、电感和电阻。传输线的分布参数通常用单位长度的电感L和单位长度的电容C以及单位长度上的电阻、电导来表示，它们主要由传输线的几何结构和绝缘介质的特性所决定的。分布的电容、电感和电阻是传输线本身固有的参数，给定某一种传输线，这些参数的值也就确定了，这些参数反映着传输线的内在因素，它们的存在决定着传输线的一系列重要特性。一个传输线的微分线段l可以用等效电路描述如下：传输线的等效电路是由无数个微分线段的等效电路串联而成，如下图所示：从传输线的等效电路可知，每一小段线的阻抗都是相等的。传输线的特性阻抗就是微分线段的特性阻抗。

传输线可等效为：

Z0 就是传输线的特性阻抗。 Z0描述了传输线的特性阻抗，但这是在无损耗条件下描述的，电阻上热损耗和介质损耗都被忽略了的，也就是直流电压变化和漏电引起的电压波形畸变都未考虑在内。实际应用中，必须具体分析。传输线分类当今的快速切换速度或高速时钟速率的PCB 迹线必须被视为传输线。传输线可分为单端（非平衡式）传输线和差分（平衡式）传输线，而单端应用较多。单端传输线路下图为典型的单端（通常称为非平衡式）传输线电路。单端传输线是连接两个设备的最为常见的方法。在上图中，一条导线连接了一个设备的源和另一个设备的负载，参考（接地）层提供了信号回路。信号跃变时，电流回路中的电流也是变化的，它将产生地线回路的电压降，构成地线回路噪声，这也成为系统中其他单端传输线接收器的噪声源，从而降低系统噪声容限。这是一个非平衡线路的示例，信号线路和返回线路在几何尺寸上不同高频情况下单端传输线的特性阻抗（也就是通常所说的单端阻抗）为：其中：L为单位长度传输线的固有电感，C为单位长度传输线的固有电容。单端传输线特性阻抗与传输线尺寸、介质层厚度、介电常数的关系如下： ?? 与迹线到参考平面的距离（介质层厚度）成正比 ?? 与迹线的线宽成反比

同轴线的特征阻抗

任健201520000114 李晶201520000115 同轴线特性阻抗测量方法综述一．前言微波工程中复杂截面传输线已经广泛用于微波滤波器、定向耦合器、阻抗变换器以及振荡电路等场合。求解这类传输线的特性阻抗由于其结构特点，要分析其各种特性参数和场分布，一般都不能用常规解析法进行直接求解目前，采用的方法大致有近似解析法、保角变换法、多极理论法等，这篇文章将对几种方法进行简单的介绍。二．数值计算法数值计算方法具有较好的通用性，但由于圆形传输线的边界是曲线，为获得较高的计算精度一般都要采用样条拟合的方法进行求解，数学处理比较复杂，所以数值计算方法的使用需要较高的专业技能，且对计算机资源要求较高。三．有限元法有限元法是以变分原理剖分差值为基础的方法，它不仅具有变分方法的优点，而且兼有差分方法的灵活性。它在40年代初就已提出，随着高速电子计算机的出现和发展，它的技术日趋成熟，应用也越来越广泛。由于TEM传输线的横向场型比拟于相同截面结构的二维静电场型，所以我们可以应用静电场的方法求解特性阻抗由静电场所满足的

一定边界条件下的拉普拉斯方程求出电位分布后，根据传输线单位长度静电场储能和单位长度静电电容、电位差的关系，求得静电电容，再根据静电电容和特性阻抗的关系，得到传输线的特性阻抗。 [2]基于Matlab PDE工具箱的有限元算法，引用静电场计算方法，计算了内圆外正N边形、外圆内正N边形正多边形、外矩内圆、矩形、外椭圆内圆柱、偏心圆等各种复杂面低损耗同轴传输线的特性阻抗并与各种文献结果进行了比较。由于传输线的横向场型比拟于相同截面结构的二维静电场型，设由导体面Sa. Sb。构成的两分立导体间的电位差值为Uo、并设导体表面Sb。上为参考零电位，则可写出电位函数的狄利克雷问题。如果解出边界条件U|xa=Uo和U|xb=0下的电位u的分布值，根据传输线单位长度静电场储能和单位长度静电电容、电位差的关系，可推得，静电电容c的计算式式中X为同轴传输线绝缘材料的相对介电常数，真空或空气中的X为Xo传输线的特性阻抗为：

阻抗匹配

差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源端匹配； 1、串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37Ω，在高电平时典型的输出阻抗为45Ω[4]；TTL驱动器和CMOS驱动一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL 或CMOS 电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。链状拓扑结构的信号网路不适合使用串联终端匹配，所有的负载必须接到传输线的末端。否则，接到传输线中间的负载接受到的波形就会象图3.2.5中C点的电压波形一样。可以看出，有一段时间负载端信号幅度为原始信号幅度的一半。显然这时候信号处在不定逻辑状态，信号的噪声容限很低。串联匹配是最常用的终端匹配方法。它的优点是功耗小，不会给驱动器带来额外的直流负载，也不会在信号和地之间引入额外的阻抗；而且只需要一个电阻元件。 2、并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。并联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 驱动信号近似以满幅度沿传输线传播； B 所有的反射都被匹配电阻吸收； C 负载端接受到的信号幅度与源端发送的信号幅度近似相同。在实际的电路系统中，芯片的输入阻抗很高，因此对单电阻形式来说，负载端的并联电阻值必须与传输线的特征阻抗相近或相等。假定传输线的特征阻抗为50Ω，则R值为50Ω。如果信号的高电平为5V，则信号的静态电流将达到100mA。由于典型的TTL或CMOS电路的驱动能力很小，这种单电阻的并联匹配方式很少出现在这些电路中。双电阻形式的并联匹配，也被称作戴维南终端匹配，要求的电流驱动能力比单电阻形式小。这是因为两电阻的并联值与传输线的特征阻抗相匹配，每个电阻都比传输线的特征阻抗大。考虑到芯片的驱动能力，两个电阻值的选择必须遵循三个原则：

ADS仿真作业用LC元件设计L型的阻抗匹配网络

用LC 元件设计L 型的阻抗匹配网络一设计要求：用分立LC 设计一个L 型阻抗匹配网络，使阻抗为Z s =25-j*15 Ohm 的信号源与阻抗为Z L =100-j*25 Ohm 的负载匹配，频率为50Mhz 。（L 节匹配网络）二阻抗匹配的原理用两个电抗元件设计L 型的匹配网络，应该是匹配网络设计中最简单的一种，但仅适用于较小的频率和电路尺寸的范围，即L 型的匹配网络有其局限性在RF 理论中，微波电路和系统的设计（包括天线，雷达等），不管是无源电路还是有源电路，都必须考虑他们的阻抗匹配（impedance matching ）问题。阻抗匹配网络是设计微波电路和系统时采用最多的电路元件。其根本原因是微波电路传输的是电磁波，不匹配会引起严重的反射，致使严重损耗。所以在设计时，设计一个好的阻抗匹配网络是非常重要的。阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。根据最大功率传输定理，要获得信号源端到负载端的最大传输功率，需要满足信号源阻抗与负载阻抗互为共轭的条件，即L L S S iX R iX R +=+。若电路为纯电阻电路则0==L S X X ，即L S R R =。而此定理表现在高频电路上，则是表示无反射波，即反射系数为0.值得注意的是，要得到最佳效率的能量传输并不需要负载匹配，此条件只是避免能量从负载端到信号源端形成反射的必要条件。当RL=Rs 时可获得最大输出功率,此时为阻抗匹配状态。无论负载电阻大于还是小于信号源内阻,都不可能使负载获得最大功率,且两个电阻值偏差越大,输出功率越小. 阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态，它反映了输人电路与输出电路之间的功率传输关系。当电路实现阻抗匹配时，将获得最大的功率传输。反之，当电路阻抗失配时，不但得不到最大的功率传输，还可能对电路产生损害。阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间，等等。为了使信号和能量有效地传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗，电路的输出阻抗等于负载的阻抗。在一般的输人、输出电路中常含有电阻、电容和电感元件，由它们所组成的电路称为电抗电路，其中只含有电阻的电路称为纯电阻电路。 L 型匹配网络通常不用于高频电路中，以及如果在窄带射频中选用了L 型匹配网络，也应该注意他的匹配禁区，在这个禁区中，无法在任意负载阻抗中和源阻抗之间实现预期的匹配，即应选择恰当的L 型匹配网络以避开其匹配禁区。三设计过程 1新建ADS 工程，新建原理图，在元件面板列表中选择“simulation S--param ”在原理图中

(完整版)ADS软件学习及阻抗匹配电路的仿真设计

ADS软件学习及阻抗匹配电路的仿真设计专业班级：电子信息科学与技术3班姓名：学号：一、实验内容用分立LC设计一个L型阻抗匹配网络，实现负载阻抗（30+j*40）(欧姆) 到50(欧姆)的匹配，频率为1GHz。二、设计原理阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态，它反映了输入电路与输出电路之间的功率传输关系。要实现最大的功率传输，必须使负载阻抗与源阻抗匹配，这不仅仅是为了减小功率损耗，还具有其他功能，如减小噪声干扰、提高功率容量和提高频率响应的线性度等。通常认为，匹配网络的用途就是实现阻抗变换，就是将给定的阻抗值变换成其他更合适的阻抗值。基本阻抗匹配理论: ——（1） ——（2），由（1）与(2)可得：——（3）

当RL=Rs时可获得最大输出功率，此时为阻抗匹配状态。无论负载电阻大于还是小于信号源内阻，都不可能使负载获得最大功率，且两个电阻值偏差越大，输出功率越小。广义阻抗匹配：阻抗匹配概念可以推广到交流电路，当负载阻抗ZL与信号源阻抗Zs共轭时，即ZL=Zs，能够实现功率的最大传输，称作共轭匹配或广义阻抗匹配。如果负载阻抗不满足共轭匹配条件，就要在负载和信号源之间加一个阻抗变换网络N，将负载阻抗变换为信号源阻抗的共轭，实现阻抗匹配。三设计过程 1、新建ADS工程，新建原理图。在元件面板列表中选择“Simulation S--param”,在原理图中放两个Term和一个S-Parameters控件，分别把Term1设置成Z=5Oohm,Term2 设置成Z=30+j*40ohm，双击S-Parameters控件，弹出设置对话框，分别把Start设置成10MHz,Stop设置成2GHz，Step-size设置成1MHz。 2、在原理图里加入Smith Chart Matching 控件，并设置相关的频率和输入输出阻抗等参数。 3、连接电路。 4、在原理图设计窗口，执行菜单命令tools->Smith Chart,弹出Smart Component，选择“Update SmartComponent from Smith Chart Utility”，单击“OK”。 5、设置Freq=0.05GHz，Z0=50ohm。单击DefineSource /load Network terminations 按钮，弹出“Network Terminations”对话框，设置源和负载阻抗，然后依次单击“Apply”和“OK”。 6、采用LC分立器件匹配。 7、单击“Build ADS Circuit”按钮，即可以生成相应的电路。 8、进行仿真，要求其显示S(1,1)和S(2,1)单位为dB的曲线。

特征阻抗

一、50ohm特征阻抗终端电阻的应用场合：时钟，数据，地址线的终端串联，差分数据线终端并联等。终端电阻示图 B.终端电阻的作用： 1、阻抗匹配，匹配信号源和传输线之间的阻抗，极少反射，避免振荡。 2、减少噪声，降低辐射，防止过冲。在串联应用情况下，串联的终端电阻和信号线的分布电容以及后级电路的输入电容组成RC滤波器，消弱信号边沿的陡峭程度，防止过冲。 C.终端电阻取决于电缆的特性阻抗。 D.如果使用0805封装、1/10W的贴片电阻,但要防止尖峰脉冲的大电流对电阻的影响，加30PF的电容. E.有高频电路经验的人都知道阻抗匹配的重要性。在数字电路中时钟、信号的数据传送速度快时，更需注意配线、电缆上的阻抗匹配。高频电路、图像电路一般都用同轴电缆进行信号的传送，使用特性阻抗为Zo＝150Ω、75Ω的同轴电缆。同轴电缆的特性阻抗Zo，由电缆的内部导体和外部屏蔽内径D及绝缘体的导电率er 决定：

另外，处理分布常数电路时，用相当于单位长的电感L和静电容量C的比率也能计算，如忽略损耗电阻，则图1是用于测定同轴电缆RG58A/U、长度5m的输入阻抗ZIN时的电路构成。这里研究随着终端电阻RT的值，传送线路的阻抗如何变化。图1 同轴传送线路的终端电阻构成只有当同轴电缆的特性阻抗Zo和终端阻抗FT的值相等时，即ZIN＝Zo＝RT称为阻抗匹配。 Zo≠RT时随着频率f，ZIN变化。作为一个极端的例子，当RT＝0、RT＝∞时可理解其性质(阻抗以，λ/4为周期起伏波动)。图2是RT＝50Ω(稍微波动的曲线)、75Ω、dOΩ时的输人阻抗特性。当Zo≠RT时由于随着频率，特性阻抗会变化，所以传送的电缆的频率特上产生弯曲.

差分线对在高速PCB设计中的应用

差分线对在高速PCB设计中的应用时间:2007-04-28 来源: 作者:王延辉谢锘点击：3269 字体大小:【大中小】摘要:在高速数字电路设计过程中，工程师采取了各种措施来解决信号完整性问题，利用差分线传输高速数字信号的方法就是其中之一。在PCB中的差分线是耦合带状线或耦合微带线，信号在上面传输时是奇模传输方式，因此差分信号具有抗干扰性强，易匹配等优点。随着人们对数字电路的信息传输速率要求的提高，信号的差分传输方式必将得到越来越广泛的应用。 1 用差分线传输数字信号如何在高速系统设计中考虑信号完整性的因素，并采取有效的控制措施，已成为当今国内外系统设计工程师和PCB设计业界的一个热门课题。利用差分线传输数字信号就是高速数字电路中控制破坏信号完整性因素的一项有效措施。在印刷电路板上的差分线，等效于工作在准TEM模的差分的微波集成传输线对，其中，位于PCB顶层或底层的差分线等效于耦合微带线；位于多层PCB的内层的差分线，正负两路信号在同一层的，等效于侧边耦合带状线，正负两路在相邻层的，等效于宽边耦合带状线。数字信号在差分线上传输时是奇模传输方式，即正负两路信号的相位相差180°，而噪声以共模的方式在一对差分线上耦合出现，在接受器中正负两路的电压(或电流)相减，从而可以获得信号，消除共模噪声。而差分线对的低压幅或电流驱动输出实现了高速集成功耗的要求。 2 差分线的阻抗匹配差分线是分布参数系统，因此在设计PCB时必须进行阻抗匹配，否则信号将会在阻抗不连续的地方发生反射，信号反射在数字波形上主要表现为上冲、下冲和振铃现象。式(1)是一个信号的上升沿(幅度为E G)从驱动端经过差分传输线到接收端的频率响应：其中信号源的电动势为E G，内阻抗为：Z G，负载阻抗为Z L；Hl(ω)为传输线的系统函数；ΓL和ΓG分别是信号接收端和信号驱动端的反射系数，由以下两式表示：由式(1)可以看出，传输线上的电压是由从信号源向负载传输的入射波和从负载向信号源传输的反射波的叠加。只要我们通过阻抗匹配使ΓL和ΓG等于0，就可以消除信号反射现象。在实际工程应用中，一般只要求ΓL=0，这是因为只要接收端不发生信号反射，就不会有信号反射回源端并发生源端反射。

怎样理解阻抗匹配,很难得的资料

怎样理解阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R 越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为：P=I2×R=[U/(R+r)]2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2) =U2×R/[(R-r)2+4×R×r] =U2/{[(R-r)2/R]+4×r} 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。注意式中[(R-r)2/R]，当R=r时，[(R-r)2/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U2/(4×r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共扼匹配。在低频电路中，我们一般不考虑传输线的

匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是"短线"，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R；如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75Ω，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50Ω的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300Ω的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上

PCB阻抗匹配总结

PCB阻抗匹配总结网名：chinawei97qq: 1219658831 做硬件工程师好几年，有最初的不做阻抗，到后面认为做阻抗是PCB厂家的事情，导致设计的pcb交给pcb厂家后重新修改修改布线，影响项目进度，下面把总结写在后面，以面再犯同样的错误。做4层板，正片工艺，这样就对做半孔工艺带来加工不方便，半孔工艺会带来价格的增加，单价增加0.05元/cm2 1.6mm厚度的4层PCB板加工，建议做阻抗设计的时候按照1.5mm厚度进行设计，剩下0.1mm厚度留给工厂作为其他工艺要求用（后制诚厚度，绿油、丝印等）。（1）满足我们TOP层及BOTTOM层5mil线宽单端阻抗控制为55ohm，见附图一；

（2）满足差分线阻抗为100ohm，见附图二

附图二一般是通过调整层与层之间的填充（如FR-4）的厚度来满足整个板厚及阻抗控制（单端阻抗与填充厚度及导线宽度有关）的要求。 0.5OZ的铜相当于1.2mil ，1OZ的铜相当于1.9mil 。4层板来说，第一、第二层的厚度和第三、第四层的厚度相同，这样平衡对称有利用PCB板加工和使用，放置翘板。采用了外层1.7mil 内层1.4mil 的填充工艺。采用外层1OZ,内存0.5OZ 的工艺。附图一中H1为第一层、第二层的间距为3MIL 这样第三层、第四层也为3MIL; 整板厚度为1.6mm，取1.5mm 等于 60mil 。叠层设计的厚度为：1.7＋1.7＋1.4＋1.4＋3＋3＋47.8,大致设计以后可以参考candece下面的计算，见附图三。具体阻抗要求还是以工厂为准。

附图三差分阻抗比单端阻抗还要多一个影响参数间距，和要设置Coupling Type 对线的类型，参考附图二的trace separation 中S1 参数为 6.5mil ，allegro 计算如附图四。附图四

PCB设计中的阻抗匹配与0欧电阻

谈谈嵌入式系统PCB设计中的阻抗匹配与0欧电阻 1、阻抗匹配阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。根据接入方式阻抗匹配有串行和并行两种方式；根据信号源频率阻抗匹配可分为低频和高频两种。（1）高频信号一般使用串行阻抗匹配。串行电阻的阻值为20~75Ω，阻值大小与信号频率成正比，与 PCB走线宽度和长度成反比。在嵌入式系统中，一般频率大于20M的信号PCB走线长度大于5cm时都要加串行匹配电阻，例如系统中的时钟信号、数据和地址总线信号等。串行匹配电阻的作用有两个： ◆减少高频噪声以及边沿过冲。如果一个信号的边沿非常陡峭，则含有大量的高频成分，将会辐射干扰，另外，也容易产生过冲。串联电阻与信号线的分布电容以及负载输入电容等形成一个RC电路，这样就会降低信号边沿的陡峭程度。 ◆减少高频反射以及自激振荡。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射，造成自激振荡。PCB板内走线的低频信号直接连通即可，一般不需要加串行匹配电阻。（2）并行阻抗匹配又叫“终端阻抗匹配”，一般用在输入/输出接口端，主要指与传输电缆的阻抗匹配。例如，LVDS与RS422/485 使用5类双绞线的输入端匹配电阻为100~120Ω；视频信号使用同轴电缆的匹配电阻为75Ω或50Ω、使用篇平电缆为300Ω。并行匹配电阻的阻值与传输电缆的介质有关，与长度无关，其主要作用也是防止信号反射、减少自激振荡。值得一提的是，阻抗匹配可以提高系统的EMI性能。此外，解决阻抗匹配除了使用串/并联电阻外，还可使用变压器来做阻抗变换，典型的例子如以太网接口、CAN总线等。 2、0欧电阻的作用（1）最简单的是做跳线用，如果某段线路不用，直接不焊接该电阻即可（不影响外观）。（2）在匹配电路参数不确定的时候，以0欧姆代替，实际调试的时候，确定参数，再以具体数值的元件

传输线特性阻抗基知识

什么叫传输线的特性阻抗? 传输线特性阻抗基知识传输线的基本特性是特性阻抗和信号的传输延迟，在这里，我们主要讨论特性阻抗。传输线是一个分布参数系统，它的每一段都具有分布电容、电感和电阻。传输线的分布参数通常用单位长度的电感L和单位长度的电容C以及单位长度上的电阻、电导来表示，它们主要由传输线的几何结构和绝缘介质的特性所决定的。分布的电容、电感和电阻是传输线本身固有的参数，给定某一种传输线，这些参数的值也就确定了，这些参数反映着传输线的内在因素，它们的存在决定着传输线的一系列重要特性。一个传输线的微分线段可以用等效电路描述如下：传输线的等效电路是由无数个微分线段的等效电路串联而成，如下图所示：从传输线的等效电路可知，每一小段线的阻抗都是相等的。传输线的特性阻抗就是微分线段的特性阻抗。传输线可等效为：

单端传输线是连接两个设备的最为常见的方法。在上图中，一条导线连接了一个设备的源和另一个设备的负载，参考（接地）层提供了信号回路。信号跃变时，电流回路中的电流也是变化的，它将产生地线回路的电压降，构成地线回路噪声，这也成为系统中其他单端传输线接收器的噪声源，从而降低系统噪声容限。这是一个非平衡线路的示例，信号线路和返回线路在几何尺寸上不同高频情况下单端传输线的特性阻抗（也就是通常所说的单端阻抗）为：其中：L为单位长度传输线的固有电感，C为单位长度传输线的固有电容。单端传输线特性阻抗与传输线尺寸、介质层厚度、介电常数的关系如下：与迹线到参考平面的距离（介质层厚度）成正比与迹线的线宽成反比与迹线的高度成反比与介电常数的平方根成反比单端传输线特性阻抗的范围通常情况下为25Ω至120Ω，几个较常用的值是28Ω、33Ω、50Ω、52.5Ω、58Ω、65Ω、75Ω。差分传输线路下图为典型的差分（通常称为平衡式）传输线电路。差分传输线适用于对噪声隔离和改善时钟频率要求较高的情况。在差分模式中，传输线路是成对布放的，两条线路上传输的信号电压、电流值相等，但相位（极性）相反。由于信号在一对迹线中进行传输，在其中一条迹线上出现的任何电子噪声与另一条迹线上出现的电子噪声完全相同（并非反向），两条线路之间生成的场将相互抵消，因此与单端非平衡式传输线相比，只产生极小的地线回路噪声，并且减少了外部噪声的问题。这是一个平衡线路的示例-- 信号线和回路线的几何尺寸相同。平衡式传输线不会对其他线路产生噪声，同时也不易受系统其他线路产生的噪声的干扰。差分模式传输线的特性阻抗（也就是通常所说的差分阻抗）指的是差分传输线中两条导线之间的阻抗，它与差分传输线中每条导线对地的特性阻抗是有区别的，