单端反激变换器的建模及应用仿真
单端反激变换器的建模及应用仿真
摘要：本课程设计的目的是对直—直变换电路中常用的带隔离的Flyback电路（反激电路）进行电路分析、建模并利用Matlab/Simulink软件进行仿真。首先是理解分析电路原理，以元件初值为起点，用simulink软件画出电路的模型、并且对电路进行仿真，得出仿真波形。在仿真过程中逐步修正参数值，使得仿真波形合乎要求，并进行电流连续、断续模式与电路带载特性的分析。
关键词：单端反激变换器Matlab/Simulink 建模与仿真
二、反激变换器的基本工作原理
1.基本工作原理
（1）当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管VD截止，变压器储存能量，负载由输出电容C提供能量，拓扑电路如下图。
图2-1开关管导通时原理图
为防止负载电流较大时磁心饱和，反激变换器的变压器磁心要加气隙，降低了磁心
的导磁率，这种变压器的设计是比较复杂的。
（2）当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量，原理图如下图。
图2-2开关管截止时原理图
在开关管关断时，反激变换器的变压器储能向负载释放，磁心自然复位，因此反激变换器无需另加磁复位措施。磁心自然复位的条件是：开关导通和关断时间期间，变压器一次绕组所承受电压的伏秒乘积相等。
2、DCM(discontinuous current mode)&CCM(continuous current mode)
根据次级电流是否有降到零，反激可以分为DCM(副边电流断续模式）和CCM（副边电力连续模式）两种工作模式。两种模式有其各自的特点。下面两种工作模式时的波形。
图2-3反激变换器工作在CCM下的各个波形
图2-4反激变换器工作在DCM下的各个波形
两种工作模式有完全不同的工作特性和应用场合。以下是这两种工作模式的优缺点比较。Ug为PWM脉冲信号、U T为开关管承受电压、I L1与I L2原副边电流、U L2副边电压。
DCM的初级电流、次级电流可达CCM的两三倍，要求更大电流的开关管、输出二极管以及耐高纹波的输出滤波电容。大的峰值电流会造成严重的RFI问题。
反激电路中变压器磁芯的磁通密度取决于绕组中电流的大小。在最大磁通密度相同的条件下，CCM下的磁通密度的变化围要比DCM小，由Vi＝N*△B*Ae/DT可知，CCM相对而言需要较多的匝数或是较大的磁芯。磁芯的利用率较低。
CCM下输出二极管在截止时，由于二极管反向恢复电流的影响，会有较大的开关损耗，需要反向恢复时间短的二极管。而在DCM下，二极管在截止前已经没有电流通过了，PN结中的存储电荷已经自己完成了复合，所以不存在反向恢复的问题。
三、反激电路的建模与仿真
打开matlab/simulink，按照与原理图依次选取各个电子元件，然后画出仿真电路如下图3-1.
图3-1反激电路仿真原理图
Simulink 仿真模型图中电压源为100V直流电压。Pulse Generator为PWM脉冲发生器，用于驱动IGBT，调节其占空比就可以控制输出电压的大小。Diode为电力二极管，单向导通，阻止电流反向流动；电路的开关器件为IGBT，R为电阻、C为输出电容。Scope用于显示PWM脉冲信号、IGBT开关电流Is和开关管电压Us、副边电流Iw2、负载电流I0、负载电压U0。算法选择ode15s，stop time选择0.005秒。
图中有几个比较重要的元件的参数需要设定。元件参数如下表3-2所示：
DC Voltage 100V
PWM周期0．0001sec
变压器
f 10000HZ
V1 100V
V2 20V R 5Ω
C 2e-4F
表3-2仿真电路中参数设置
图3-3当占空比D=50，Rm=50pu、Lm=2pu,电阻R=5Ω,IGBT部电感=1e-8H各信号波形
图3-4当占空比D=5，Rm=50pu、Lm=2pu,电阻R=5Ω,IGBT部电感=1e-8H各信号波形
从图3-3和3-4可以看出：当其他条件不变时，减小占空比，电路由连续模式变为断续模式。
图3-5当占空比D=50，Rm=50pu、Lm=2pu,R=5Ω,IGBT部电感=1e-8H各信号波形
图3-6当占空比D=50，Rm=50pu、Lm=1pu,R=5Ω,IGBT部电感=1e-8H各信号波形
从图3-5和3-6可以看出，当其他条件不变，减小变压器Lm值时，电路由连续模式变为断续模式。
图3-7当占空比D=50，Rm=50pu、Lm=2pu,R=5Ω,IGBT部电感=1e-8H各信号波形
图3-8当占空比D=50，Rm=50pu、Lm=2pu,R=1e8Ω,IGBT部电感=1e-8H各信号波形
从图3-7和3-8可以看出，其他条件不变增大输出电阻阻值，电路由连续模式变为
(完整版)50W反激变换器的设计
50W反激变换器的设计(CCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.45 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则主功率管开通时间为： Ton=T*D=10uS*0.45=4.5uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Toff ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 13.67 设定电源工作在连续模式Ip2 = 0.4 * Ip1 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η ( 设定电源的效率η为0.8 ） Ip1 = 1.98 A Ip2 = 0.79 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / ( Ip1 – Ip2 ) = 379 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 27 T 变压器的次级匝数Ns = Np / n = 2 T 变压器的实际初次级匝数可以取 Np = 27 T Ns = 2 T 重新核算变压器的设计 最大占空比：Vin * D = n * ( V o + Vf ) * ( 1 – D ) D = 0.447 最大磁通密度：Bmax = ( Vin * Ton ) / ( Np * Ae ) Bmax = 0.195 T 初级电流Ip1 和Ip2： 0.5 * ( Ip1 + Ip2 ) * Vin * D = Pout /η Ip2 + ( Vin * Ton ) / L = Ip1 Ip1 = 1.99 A Ip2 = 0.8 A Ip_rms = 0.93A 次级电流Is1和Is2 Is1 =Ip1*n=26.87A Is2=Ip2*n =10.8A Is_rms = 12.56A 次级电压折射到初级的电压 V or = n * ( V o + Vf ) = 81V 初级功率管Mosfet 的选择 Vmin = (√2 * 264 + V or +50 ) / 0.8 = 630 V Ip_rms = Ip_rms / 0.8 = 1.16 A ( 设定应力降额系数为0.8 ） 可以选择Infineon 的IPP60R450E6 次级整流管Diode 的选择 Vmin = (√2 * 264 / n + 5 +15 ) / 0.8 = 60 V Is_rms = Is_rms / 0.8 = 15.7 A ( 设定应力降额系数为0.8,噪音为15V ） 可以选择IR 的30CTQ060PBF 输出电容的选择 设定输出电压的纹波为50mv 输出电流的交流电流： Isac_rms = 0.5 * ( Is1 + Is2 ) * √D * ( 1- D ) Isac_rms = 9.36A Resr = Vripple / Isac_rms = 5.34 mohm 选择Nichicon 电容HD 系列6.3V/3900uF 四个并联使用50W反激变换器的设计(DCM) 电源规格输入电压：85Vac ~ 264Vac 输出电压：5Vdc 输出电流：10A 确定变压器初次级的匝比n 设定最大占空比: D=0.3 工作频率: f=100KHz，T=1/f=10uS 最大磁通密度: B=0.2 则功率管开通时间：Ton=T*D=10uS*0.3=3uS 假设关断时间：Toff=7uS，Tr=4uS 选择变压器的磁芯型号为EER2834 磁芯的截面积：Ae=85.5mm 最低输入电压: Vin= 85 * √2 –20 = 100.2 V ( 设定低频纹波为20V ）根据伏·秒平衡原理有： Vin * Ton = n * ( V o + Vf ) * Tr ( 设定整流管压降为1V ） 变压器的匝比n: n = 12.53 设定电源工3作在续模式Io = Tr/T * Ip2 Ip2=Io*T/Tr=25A Ip1 = Ip2/n=1.99 A 变压器的感量 L = ( Vin * Ton ) / Ip1 = 151 uH 变压器的初级匝数 Np = ( Vin * Ton ) / ( Ae * B ) = 18 T 变压器的次级匝数 Ns = Np / n = 1.4 T=2T 变压器的实际初次级匝数可以取 Ns = 2 T Np=Ns * n=25.1T=26T 开关电源一次滤波大电解电容 开关电源决定一次侧滤波电容，主要影响电源的性能参数为输出低频交流纹波与保持时间. 滤波电容越大，电容器上的Vin(min)越高，可以输出较大功率的电源，但相对价格也提高了。 输入电解电容计算方法(举例说明)： 1.因输出电压12V 输出电流2A, 故输出功率：Pout=V o*Io=1 2.0V*2A=24W。 2.设定变压器的转换效率约为80%，则输出功率为24W的 电源其输入功率：Pin=Pout/效率=W W 30 % 80 24 =. 3.因输入最小交流电压为90V AC，则其直流输出电压为：Vin=90*1.2=108Vdc 故负载直流电流为：I= Vin Pin =A Vac W 28 .0 108 30 = 4.设计允许的直流纹波电压V ?/V o=20%，并且电容要维持电压的时间为1/4周期t（即半周期的工频率交流电压在约 是4ms，T= f 1 = 60 1 =0.0167S=16.7 ms）则： C=uF V t I 9. 51 6. 21 10 * 4 * 28 .0 *3 = = ? - 故实际选择电容量47uF. 5.因最大输入交流电压为264Vac，则最高直流电压为:V=264*2=373VDC. 实际选用通用型耐压400Vdc的电解电容,此电压等级,电容有95%的裕度. 6.电容器的承受的纹波电流值决定电容器的温升,进而决定电容器的寿命.(电容器的最大纹波电流值与其体积,材质有关.体积越大散热越好耐受纹波电流值越高)故在选用电容器要考虑实际纹波电流值＜电容器的最大纹波电流值. 7.开关源元器件温升一般较高,通常选用105℃电容器,在特殊情况无法克服温升时可选用125℃电容器. 故选用47uF,400v, 105℃电解电容器可以满足要求(在实际使用时还考虑安装机构尺寸,体种大小,散热环境好坏等)
单端反激变换器的建模及应用仿真
单端反激变换器的建模及应用仿真 摘要：本课程设计的目的是对直—直变换电路中常用的带隔离的Flyback电路（反激电路）进行电路分析、建模并利用Matlab/Simulink软件进行仿真。首先是理解分析电路原理，以元件初值为起点，用simulink软件画出电路的模型、并且对电路进行仿真，得出仿真波形。在仿真过程中逐步修正参数值，使得仿真波形合乎要求，并进行电流连续、断续模式与电路带载特性的分析。 关键词：单端反激变换器Matlab/Simulink 建模与仿真 二、反激变换器的基本工作原理 1.基本工作原理 （1）当开关管导通时，变压器原边电感电流开始上升，此时由于次级同名端的关系，输出二极管VD截止，变压器储存能量，负载由输出电容C提供能量，拓扑电路如下图。 图2-1开关管导通时原理图 为防止负载电流较大时磁心饱和，反激变换器的变压器磁心要加气隙，降低了磁心
的导磁率，这种变压器的设计是比较复杂的。 （2）当开关管截止时，变压器原边电感感应电压反向，此时输出二极管导通，变压器中的能量经由输出二极管向负载供电，同时对电容充电，补充刚刚损失的能量，原理图如下图。 图2-2开关管截止时原理图 在开关管关断时，反激变换器的变压器储能向负载释放，磁心自然复位，因此反激变换器无需另加磁复位措施。磁心自然复位的条件是：开关导通和关断时间期间，变压器一次绕组所承受电压的伏秒乘积相等。 2、DCM(discontinuous current mode)&CCM(continuous current mode) 根据次级电流是否有降到零，反激可以分为DCM(副边电流断续模式）和CCM（副边电力连续模式）两种工作模式。两种模式有其各自的特点。下面两种工作模式时的波形。
单端反激开关电源方案
反激式开关电源变压器的设计 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D ，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我设计变压器的方法。 设计变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V 到265V ，输出5V ，2A 的电源，开关频率是100KHZ 。 第一步，选定原边感应电压V OR 这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，为了便于理解，我们从下面图一所示的例子谈起，慢慢的来。 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，下面分析一下一个工作周期的工作情况，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的电流： I 升=V S *Ton/L 这三项分别是原边输入电压、开关开通时间和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的电流： Ｉ降=V OR *T OFF /L 这三项分别是原边感应电压（即放电电压）、开关管关断时间和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流会回到原来的值，不可能会变，所以，有： V S *T ON /L=V OR *T OFF /L 即上升了的等于下降了的，懂吗？好懂吧!上式中可以用Ｄ来代替T ON ，用(１－Ｄ)来代替T OFF 。移项可得： 图一
反激变换器课程设计报告
电力电子课程实习报告 班级：电气10-3班 学号： 10053303 姓名：李乐
目录 一、课程设计的目的 二、课程设计的要求 三、课程设计的原理 四、课程设计的思路及参数计算 五、电路的布局与布线 六、调试过程遇到的问题与解决办法 七、课程设计总结
一、课程设计的目的 （1）熟悉Power MosFET的使用； （2）熟悉磁性材料、磁性元件及其在电力电子电路中的应用； （3）增强设计、制作和调试电力电子电路的能力。 二、课程设计的要求 本课程设计要求根据所提供的元器件设计并制作一个小功率的反击式开关电源。 电源输入电压：220V 电源输出电压电流：12V/1.5A 电路板：万用板手焊。 三、课程设计原理 1、引言 电力电子技术有三大应用领域：电力传动、电力系统和电源。在各种用电设备中，电源是核心部件之一，其性能影响着整台设备的性能。电源可以分为线性电源和开关电源两大类。 线性电源是把直流电压变换为低于输入的直流电压，其工作原理是在输入与输出之间串联一个可变电阻（功率晶体管），让功率晶体管工作在线性模式，用线性器件控制其“阻值”的大小，实现稳定的输出，电路简单，但效率低。通常用于低于10W的电路中。通常使用的7805、7815等就属于线性电源。 开关电源是让功率晶体管工作在导通和关断状态，在这两种状态中，加在功率晶体管上的伏-安乘积是很小的（在导通时，电压低，电流大；关断时，电压高，电流小），所以开关电源具有能耗小、效率高、稳压范围宽、体积小、重量轻等突出优点，在通讯设备、仪器仪表、数码影音、家用电器等电子产品中得到了广泛的应用。反激式功率变换器是开关电源中的一种，是一种应用非常广泛的开关电源。 2、基本反激变换器工作原理 基本反激变换器如图1所示。假设变压器和其他元件均为理想元器件，稳态工作下。
反激电路建模
基于TOPSwitChⅡ的单端反激开关电源的建模及动 态分析 O 引言 开关电源以其小型、轻量和高效率的特点，而被广泛地应用于以电子汁算机为主导的各种终端设备、通信设备中，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一环，而开关电源性能的优劣也将直接关系到整个系统的安全性与可靠性。开关稳压电源有多种类型，其中单端反激式开关电源，由于线路简单，所需要的元器件少，而受到重视。为使开关电源具有更好的动态稳定性，本文首先将开关电源从功能和结构上分成3个部分，求出各部分的内部参数，及相互之间的关系，然后运用动态小信号平均模型的基本原理求得各部份的传递函数，最后对3个部分传递函数组成的一个整体闭环系统进行分析，以求达到最佳的控制效果。 1 系统模型的建立 图1为单端反激式开关电源控制系统的结构图，由3个重要部分组成，即调节器、开关器件和高额变压器。其中凋节器为TL431，由美国德州仪器公司(TI)和摩托罗拉公司生产；开关器件为TOP227，由Power Integrations(简称PI)公司于1994年推出的TOPswitchⅡ系列芯片。电路的工作原理是：输出电压的取样(取样系数为α)反馈给调节器的一个输入端与另一输入端的给定信号Ug(TL431内部的电源提供，其大小为2.5V)进行比较，输出为电流Ic；Ic控制开关器件的占空比；高频变压器和输出整流滤波组成的一个整体，把原边的能量转换到副边输出。各种因素的变化最终导致电源的输出量发生变化，通过调节器使得输出趋于稳定。
要对系统进行动态分析必须对每个环节建立明确的数学描述，即给出它们具体的传递函数。在建模的过程中，运用动态小信号平均模型的基本原理，分别对3部分模型进行推导。 1.1 调节器部分 调节器部分是以TL43l为主要器件构成的电路，在模型推导的过程中，结合电路的基本原理和元器件在实际模型中的功能将电路简化，最后对最简化的电路图进行建模。 图2为TL431及外围元器件构成的电路图(虚线框内为TL431的内部结构图)，可以简化为图3。具体的简化步骤及原理如下：TI431内部电路中三极管的作用是使误差放大器的输出反相，所以图3中采用反向运放，等效替代TL431内部特性。二极管VO是为了防此K-A间电源极性接反而损坏芯片，起保护作用，建模时可忽略，而f-g导线本质上给芯片提供工作电压，建模时也可以忽略。由R1、R2和电源Ui组成的网络，由戴维南等效电路可汁算出Req和Ui′的值。
(整理)反激式开关电源变压器设计原理.
反激式开关电源变压器设计原理 (Flyback Transformer Design Theory) 第一节. 概述. 反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图. 一、反激式转换器的优点有: 1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2. 转换效率高,损失小. 3. 变压器匝数比值较小. 4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 二、反激式转换器的缺点有: 1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下. 2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 第二节. 工作原理 在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下: 当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = LpIp / 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2. 由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值: Vce max = VIN / 1-Dmax VIN: 输入直流电压 ; Dmax : 最大工作周期 Dmax = ton / T 由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取Dmax = 0.4,以限制Vcemax ≦ 2.2VIN. 开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip 为: Ic = Ip = IL / n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic 的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip 亦可用下列方法表示: Ic = Ip = 2Po / (η*VIN*Dmax) η: 转换器的效率 公式导出如下: 输出功率 : Po = LIp2η / 2T
单管反激式直流变换器研究开题报告
华侨大学厦门工学院毕业设计(论文)开题报告 系：电气系专业班级：11级电气1班姓名 曾俊杰 学号 1102101042 指导 教师 王国玲 职称 学历 副教授 课题名称 单管反激式直流变换器研究 毕业设计（论文）类型（划√） 工程设计 应用研究 开发研究 基础研究 其他
√ 本课题的研究目的和意义： 目的：高效反激式开关电源以其电路抗干扰、高效、稳定性好、成本低廉等许多优点，特别适合小功率的电源以及各种电源适配器，具有较高的实用性。随着电力电子技术的发展，工作在高频的开关电源己经广泛应用于电气和电子设备的各个领域。开关电源设计的目的是通过能量处理将输入能量变化为所需要的能量输出，通常的形式是产生一个符合要求的输出电压，这个输出电压的值不能受输入电压或者负载电流的影响。 意义：在开关电源设计初期，采用的都是分立元件，集成度很低，大部分电路只能在PCB 版上实现，极大的限制了小型化实现的可能。而且大量器件暴露在外，也影响了系统的稳定性。近年来，为了实现更高的效率和更小的体积，开关电源的工作频率有了很大的提高。高工作频率能够减小外围电感和电容的大小，从而减少系统的体积。 文献综述（国内外研究情况及其发展）： 随着电力电子技术的发展，开关电源的应用越来越广泛。开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。开关稳压电源有多种类型，其中单端反激式开关电源由于具有线路简单，所需要的元器件少，能够提供多路隔离输出等优点。开关电源是通过开关管关断和导通实现电压和电流变换的装置，亦称无工频变压器的电源，利用体积很小的高频变压器来实现电压变化及电网隔离。开关电源具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点，代表着当今稳压电源的发展方向，已成为稳压电源的主导产品。 随着集成电路的发展，开关电源逐渐向集成化方向发展，趋于小型化和模块化。反激变压器的设计是一个难点，其往往导致电源设计周期延长。随着PI公司生产的以TOPSwitch为代表的新一代单片开关电源的问世，以上诸多问题都得到了很好的解决。应用TOPSwitch-HX 设计开关电源，不仅器件更少，结构更简单，发热量更少，工作更可靠，采用该系列芯片已成为一种高效的反激式开关电源设计方案。1977年国外首先研制成脉宽调制(PWM)控制器集成电路，美国Motorola公司、Silicon General公司、Unitrode公司等相继推出一系列PWM芯片。近些年来，国外研制出开关频率达1MHz的高速PWM、PFM芯片。第二个方向是实现中、小功率开关电源单片集成化。1994年，美国电源集成公司(Power Integrations)在世界上率先研制成功三端隔离式PWM型单片开关电源，其属于AC/DC电源变换器。之后相继推出TOPSwitch、TOPSwitch-II、TOPSwitch-Fx、TOPSwitch-GX、PeakSwitch、LinkSwitch等系列产品。意-法半导体公司最近也开发出VIPer100、VIPer100A、VIPer100B等中、小功率单片电源系列产品，并得到广泛应用。 本课题的主要研究内容（提纲）和成果形式： 1.复习、自学模拟电子技术、电力电子技术、自动控制理论、电路的仿真等方面有关书籍，理解掌握电路仿真软件的使用，如Pspice、Saber等。 2.重点学习Buck-Boost型功率变换器与反激式功率变换器的基本原理、功率电路与控制电路的设计方法与实现，控制电路的稳定性设计等。
反激变换器建模Matlab仿真
前言 本文主要论述的是如何对理想的CCM模式下的反激式变换器进行闭环补偿设计，并观察验证补偿结果。主要分两部分进行论述，一部分是利用小信号建模法建模并计算出相应的传递函数，并由反激变换器的CCM的工作条件算出一组参数。第二部分是通过matlab对其开环特性的分析，选择合适的补偿方法，并通过simulink进行仿真观察验证。 1 反击变换器的现状 反激式(Flyback)变压器，或称转换器、变换器。因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名。 反激式变压器的优点有: 1.电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求. 2.转换效率高,损失小. 3.变压器匝数比值较小. 4.输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现 交流输入在 85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求. 反激式变压器的缺点有: 1.输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限 制,通常应用于150W以下. 2.转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致 磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大. 3.变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器 在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂. 由于两种模式的仿真较复杂，本文只对CCM模式下的反激变换器进行仿真和讨论。
2 CCM 模式下反激式变换器的工作原理和传递函数的计算 CCM 模式是指，反激式变换器中的变压器在一个周期结束时仍有部分的存储能量。而这也是CCM 模式下讨论其工作原理和计算传递函数的基础。 CCM 模式下，反激式变换器有两个工作状态，一个是开关Q 导通，另一个是开关Q 断开，如图2.1所示。 V(t) V g D 开关Q 断开V g D 开关Q 导通 图2.1 CCM 模式下反击变换器的两个工作状态 当开关Q 断开时有方程组： ???????+=+-=+=])(,[),()(])(,[,)()(])(,[),()(s s s T L g T c T g L t d t t t i t i t d t t R t v t i t d t t t v t v 当开关Q 导通时有方程组： ?????????++=++-=++-=],)([,0)(],)([,)()()(],)([,)()(s s g s s L c s s L T t T t d t t i T t T t d t R t v n t i t i T t T t d t n t v t v 在周期平均法的基础上，通过在变换器静态工作点附近引入低频小信号扰动，
单端反激式DC-DC开关电源变压器的设计全过程
单端反激式DC/DC 开关电源变压器的设计全过程， 变压器的参数计算： （1） 变压器的设计要求： 输出电压：10V ～3KV ，8mA （变压器输出之后三倍压） 输入电压：24 1V ±工作频率：50KHZ 最大占空比：45％ 变换效率：80％ （2） 基本参数计算： 输入最小电压： min IN V =－ IN V V ＝24－1－0.5 ＝22.5V 输出功率： OUT OUT OUT P U I = 30000.00824()W =×=输入功率： OUT IN P P η= 2430()0.8 W == （3） 选择磁芯： 由于输出功率为24W ，需要留有一定的余量，选择磁芯的型号为：EI-28。其具体参数如下： 材料：PC40；尺寸：28.0*16.75*10.6（mm）；P A ：0.6005（） ；：86 4cm e A 2mm W A ：69.83； ：4300；2mm L A 2/nH N S B ：500mT （） 390mT （10） 25o C 0o C 使用时为防止出现磁饱和，实取磁通密度m B = 250 mT （4） 粗略估计匝数比以及最大占空比（通过实际计算） min (1)OUT MAX IN MAX V D N V D ?= 30000.5522.50.45 ×=× 162.9=（求出结果后然后取整为Nm ） 因为匝数比可以根据设计理念修正为M N ＝165，从而可以产生新的MAX D
min OUT MAX M IN OUT V D N V V = + 300022.51653000 =×+ 44.7%= （5） 计算初级平均电流，峰值电流和电流的有效值 由于输出功率为24W ，用电流连续模式（CCM ）比较适合。这里取为0.6 RP K .min min IN OUT P AVG IN IN P P I V V η= = 240.822.5 =× 1.333A =.1[1]2 P AVG P RP MAX I I K D =? 1.333(10.50.6)0.447= ?×× 4.26A =.P RMS P I I = = 2.054A =.P RMS I －电流有效值，P I －峰值电流，.P AVG I －平均电流，（RP K R RP P I K I = ）电流比例因数，MAX D －最大占空比； 利用Krp 的值可以定量描述开关电源的工作模式，若Krp=1.0，即峰值电流和脉动电流相等，开关电源工作在断续模式；若Krp<1.0,峰值电流大于脉动电流，开关电源工作在连续模式。对于给定的交流输入范围，Krp 越小意味着更为连续的工作模式和较大的初级电感量，并且Ip 和Irms （初级有效值电流）较小。 （6） 计算初级电感： 2min min 1()(12 IN MAX RP IN ON P R OUT RP V D K V t L I P fK η?==)
反激变压器绕制详解
反激式开关电源变压器的设计（小生我的办法，见笑） 反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数，如占空比D，最大峰值电流，设计反激式变压器，就是要让反激式开关电源工作在一个合理的工作点上。这样可以让其的发热尽量小，对器件的磨损也尽量小。同样的芯片，同样的磁芯，若是变压器设计不合理，则整个开关电源的性能会有很大下降，如损耗会加大，最大输出功率也会有下降，下面我系统的说一下我算变压器的方法。 算变压器，就是要先选定一个工作点，在这个工作点上算，这个是最苛刻的一个点，这个点就是最低的交流输入电压，对应于最大的输出功率。下面我就来算了一个输入85V到265V，输出5V，2A 的电源，开关频率是100KHZ。 第一步就是选定原边感应电压VOR，这个值是由自己来设定的，这个值就决定了电源的占空比。可能朋友们不理解什么是原边感应电压，是这样的，这要从下面看起，慢慢的来， 这是一个典型的单端反激式开关电源，大家再熟悉不过了，来分析一下一个工作周期，当开关管开通的时候，原边相当于一个电感，电感两端加上电压，其电流值不会突变，而线性的上升，有公式上升了的I=Vs*ton/L,这三项分别是原边输入电压，开关开通时间，和原边电感量．在开关管关断的时候，原边电感放电，电感电流又会下降，同样要尊守上面的公式定律，此时有下降了的Ｉ=VOR*toff/L,这三项分别是原边感应电压，即放电电压，开关管关断时间，和电感量．在经过一个周期后，原边电感电流的值会回到原来，不可能会变，所以，有
VS*TON/L=VOR*TOFF/L,，上升了的，等于下降了的，懂吗，好懂吧，上式中可以用Ｄ来代替ＴＯＮ，用１－Ｄ来代替ＴOOF，移项可得，D=VOR/（VOR+VS）。此即是最大占空比了。比如说我设计的这个，我选定感应电压为80V，VS为90V ，则D=80/（*80+90）= 第二步,确实原边电流波形的参数. 原边电流波形有三个参数,平均电流,有效值电流,峰值电流.,首先要知道原边电流的波形,原边电流的波形如下图所示,画的不好,但不要笑啊.这是一个梯形波横向表示时间,纵向表示电流大小,这个波形有三个值,一是平均值,二是有效值,三是其峰值,平均值就是把这个波形的面积再除以其时间.如下面那一条横线所示,首先要确定这个值，这个值是这样算的，电流平均值=输出功率/效率*VS，因为输出功率乘以效率就是输入功率，然后输入功率再除以输入电压就是输入电流，这个就是平均值电流。现在下一步就是求那个电流峰值，尖峰值是多少呢，这个我们自己还要设定一个参数，这个参数就是KRP，所谓KRP，就是指最大脉动电流和峰值电流的比值这个比值下图分别是最大脉动电流和峰值电流。是在0和1之间的。这个值很重要。已知了KRP，现在要解方程了，都会解方程吧，这是初一的应用题啊，我来解一下，已知这个波形一个周期的面积等于电流平均值*1，这个波形的面积等于，峰值电流*KRP*D+峰值电流*（1-KRP）*D，所以有电流平均值等于上式，解出来峰值电流=电流平均值/（）*D。比如说我这个输出是10W，设定效率是.则输入的平均电流就是10/*90=,我设定KRP的值是而最大值=.D=**=.
反激变换器小信号模型Gvd(s)推导__1210
一、反激变换器小信号模型的推导 1.1 DCM 1.1.1 DCM buck-boost 小信号模型的推导 根据状态空间平均法推导DCM buck-boost 变换器小信号模型如下： +-v in (t)v o (t)一般开关网络 图1 1理想Buck-Boost 变换器开关网络 1231d d d ++= （1） 首先，定义开关网络的端口变量1122,,,v i v i ，建立开关周期平均值 1 1 2 2 ,,,s s s s T T T T v i v i 之间的关系： 11()s g T g pk s s v t v i d T d T L L <>= = （2） 根据工作模态：113()()()0s s s L T g T T v t d v t d v t d <>=<>+<>+ （3） []1 1 ()()()s s s t T t T L T L s t t s s s di L v t v d L d i t T i t T T d T τττ++<>= = =+-? ? （4） DCM 下，()()0s i t T i t +==，所以()0s L T v t <>=，结合（3）式： 11()()0s s g T T d v t d v t <>+<>= （5） 21()(t)=-(t)()s s g T T v t d d v t <><> （6） 根据工作模态：1123()()0()(()())()()s s s s T g T T g T v t d t d t v t v t d t v t <>=+<>-<>+<>（7） 消去上式的2d 和3d 得：1()()s s T g T v t v t <>=<> （8） 根据工作模态：2123()()(()())()0(()) s s s s T g T T g T v t d t v t v t d t d v t <>=<>-<>++-<>
单端反激开关电源的变压器
单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感，它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定，包括：输入电压V in、输出电压V°ut、 每路输出的功率P out、效率n开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压 V mos。 2、计算 在反激变换器中，副边反射电压即反激电压V f 与输入电压之和不能高过主开关管的耐压， 同时还要留有一定的裕量 (此处假设为 150V) 。反激电压由下式确定： V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后，就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外，反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态，根据在稳态下，变压器的磁平衡，可以有下式： V inDCMin ???D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时，当开关管开通时，原边电流为I pi,当开关管关断时，原边电流上升到 I p2。若I p1为0，则说明变换器工作于断续模式，否则工作于连续模式。由能量守恒，我们有下式： 1/2?(l p1 + l p2)?D Max?V inDCMin =P out/ n 一般连续模式设计，我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流，由此可以得到原边电感量： L p= D Max?V inDCMin /f s? A p 对于连续模式，A p=|p2-|p1=2l p1 ；对于断续模式，A p=l p2。 可由 A w A e 法求出所要铁芯： A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中， A w 为磁芯窗口面积，单位为 cm2 A e 为磁芯截面积，单位为cm2 L p为原边电感量，单位为 H I p2 为原边峰值电流，单位为 A B w 为磁芯工作磁感应强度，单位为T K0 为窗口有效使用系数，根据安规的要求和输出路数决定，一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数，一般取395A/cm 2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感。 有了磁芯就可以求出原边的匝数。根据下式： N p=L p?I p2?104/B w?A e 再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。有时求的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。
单端反激变换器变压器设计
一、确定电源输入与输出参数： 1、输入最小交流电压：( V )?ACmin 90 2、输入最大交流电压：( V )?ACmax 265 3、输出直流电压：( V )?Vout 12 4、输出直流电流：( A )?Iout 10 5、芯片VCC 电压：( V )?Ic_Vcc 18 6、输出直流电流：( A )?Ic_i 0.01 7、预设效率：( 100% )?η%80 8、工作频率(KHz)?fsoc 65 9、模式K 系数（K ）?K 0.510、导线电流密度（A ）?Iu 8导线电流密度：5-10范围 11、开关管耐压值（V ）?Vds 60012、二极管压降值：（V ）?Vf 0.614、磁芯参数：(PQ:3525)a.磁芯中柱截面积：（cm2）?Ae 0.196 窗口长度：（mm2） ?Wl 13.5 b.磁芯中柱截面积：（mm2） ?Bw 0.2备注：PC40选0.2，PC45选0.15 二、计算： 输入最小DC 电压：( V )?Dcmin =??ACmin ￣￣20.911513、估算漏感反射电压（V ）?Vlr 150 输入最大DC 电压：( V )?Dcmax =?ACmax ￣￣2375输出功率：( W)?Po =?Vout Iout 120输入功率：( W)?Pin =――Po η 150 最小滤波电容：( uF)?Mincap =?1.3Po 156计算最小反射电压容量（V ） ?Vor =??Vds Dcmax Vlr 75
周期时间：( us)?t =?――1fsoc 100015.385 最大占空比：?Dmax =―――――Vor +Dcmin Vor 0.396 最大导通时间：( us) ?Tonmax =?t (?1Dmax )9.286 原边最大峰值电流（A ） ?Ip =――――――???―――――Po ?Dmax Dcmin ???0.45 5.872 原边电感量：（mH ） ?Lp =―――――?Dmax Dcmin ??fsoc Ip K 0.238 ?N =――――Vor +Vout Vf 5.971 原边与副边匝比： 原边匝数： ?Np =――――(??Lp Ip K )(?Bw Ae )17.82 副边匝数：?Ns =――Np N 2.98 匝数取整： ?Ns 3根据副边重算原边匝数：?Np2=?Ns N 17.91取值： ?Np218 新的匝比： ?N2=――Np2Ns 6 依据匝比和余量计算Vor: ?Vor2=??N2(+Vout Vf )2151.2原边线径：(mm) ?Dwp =――――￣￣￣￣￣￣2 ????――???―Ip Iu ??????? 0.75 0.645原边绕线股数：?Npturn 5 每股线径（mm ） ?Dwp2=2￣￣￣￣￣￣￣￣￣????―――???――Dwp 2???2Npturn ???? 0.288副边峰值电流: ?Is =――――?2Iout ?1Dmax 33.14
开关变压器设计
开关电源变压器设计 （草稿） 开关变压器是将DC 电压﹐通过自激励震荡或者IC 它激励间歇震荡形成高频方波﹐通过变 压器耦合到次级,整流后达到各种所需DC 电压﹒ 变压器在电路中电磁感应的耦合作用﹐达到初﹒次级绝缘隔离﹐输出实现各种高频电压﹒ 目的﹕减小变压器体积﹐降低成本﹐使设备小形化﹐节约能源﹐提高稳压精度﹒ N 工频变压器与高频变压器的比较﹕ 工频 高频 E ＝4.4f N Ae Bm f=50HZ E ＝4.0f N Ae Bm f=50KHZ N Ae Bm 效率﹕ η=60-80 % (P2／P2+Pm+ P C ) η>90% ((P2／P2+Pm ) 功率因素﹕ Cosψ=0.6-0.7 (系统100W 供电142W) Cosψ>0.90 (系统100W 供电111W) 稳压精度﹕ ΔU%=1% (U20-U2／U20*100) ΔU<0.2% 适配.控制性能﹕ 差 好 体积.重量 大 小
开关变压器主要工作方式 一.隔离方式: 有隔离; 非隔离 (TV&TVM11) 二.激励方式: 自激励; 它激励 (F + & IC) 三.回馈方式: 自回馈; 它回馈 (F- & IC) 四.控制方式: PWM: PFM (T & T ON ) 五.常用电路形式: FLYBACK & FORWARD 一.隔离方式: 二.
开关变压器主要设计参数 静态测试参数: R DC. L. L K. L DC. TR. IR. HI-POT. IV O-P.Cp. Z. Q.……… 动态测试参数: Vi. Io. V o. Ta. U. F D max…………. 材料选择参数 CORE: P. Pc. u i. A L. Ae. Bs……. WIRE: Φ℃. ΦI max. HI-POT…….. BOBBIN: UL94 V--O.( PBT. PHENOLIC. NYLON)………. TAPE: ℃. δh. HI-POT…….. 制程设置要求 P N…(SOL.SPC).PN//PN.PN-PN. S N(SOL.SPC).Φn. M tape:δ&w TAPE:δ&w. V℃……..
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理
反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计. 二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理 1).反激式变换器的电路结构如图一. 2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).
当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为: Vdc=Lp*dip/dt 此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw. 3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).
当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为?B并没有相对的改变.当?B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上. 此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降). 次级线圈电流: Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量) 由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM). 三.CCM模式下反激变压器设计的步骤 1. 确定电源规格. 1. .输入电压范围Vin=85—265Vac; 2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 3. .变压器的效率?=0.90
反激式变换器环路分析与建模
广州周立功单片机发展有限公司 反激式变换器环路分析与建模 安森美半导体应用系列
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目录 第1章反激式变换器环路分析与建模 (1) 1.1 概述 (1) 1.2 基础概念 (1) 1.2.1 与环路分析相关的几个概念 (1) 1.2.2 性能优良的开关电源的设计目标 (3) 1.3 传递函数的建立 (4) 1.3.1 补偿网络传函（Hs） (4) 1.3.2 功率级传函（Gs） (6) 1.4 Matlab分析 (7) 1.5 总结 (9)
第1章反激式变换器环路分析与建模 1.1 概述 在反激式开关电源的设计中，对于缺乏设计经验的工程人员，闭环回路相关参数的调试将会耗去大量的时间和精力。最让开发人员困惑的是，当自己设计的开关电源表现不佳（比如噪声过大、空载震荡、开机过冲太大等）时，不知道该调整电路中的哪些参数来得到想要的性能。 众所周知，开关电源是一个典型的闭环控制系统，而且是一个高度非线性时变系统。一般而言，涉及到非线性的系统需要通过现代控制理论的方法去研究，不过，基于矩阵变换的现代控制理论虽然模型精确但建模极为复杂，这一点令开关电源的开发人员望而却步。在实际工程应用中，非线性系统可以近似线性化处理（相关理论可参考胡寿松版《自动控制原理》第二章内容），从而在保证合理性的情况下，降低研究问题的难度。因此，采用基于传递函数经典控制理论被广泛应用于实际工程分析中，当然，本文讨论的反激式变换器的建模问题，果断地采用了这种方法。 本文尝试对应用比较广泛的反激式变换器进行建模分析，包括功率级和补偿网络两部分，并在Matlab环境下编写m文件，利用Bode图分析其开环传递函数的幅频特性曲线和相频特性曲线，以及动态响应特性。在此基础上，采用了许庆柱工程师设计的NCP1200反激式模块（工作在CCM模式）和我本人调试的NCP1015电源模块（工作在DCM模式）对建立的模型的合理性进行了验证，证明可行。 值得一提的是，利用经典控制理论建立的模型是一个理想的线性模型，不可能精确的描述开关电源系统的精确模型。然而，对开关电源的环路进行分析的目的，不是为了获得其在数学上的精准描述，而是为了研究影响环路特性的关键参数改变时，会对系统造成什么样的影响，如本文开头描述的那样，从而可以知道调整哪些参数可以得到想要的性能。调电路固然重要，但调电路的方向更重要。 1.2 基础概念 1.2.1 与环路分析相关的几个概念 在开始本文的介绍之前，有几个概念性的东西需要理解。 1. 反激式开关电源的系统框图： 在这里，以峰值电流模式电源管理芯片NCP1015应用为例（其它大同小异），将反激式变换器的功能模块进行一个划分，以方便下文的数学建模。 我们将峰值电流模式控制的反激式变换器系统分为两大块，如图1.1所示，蓝色线框部分从芯片的FB脚到变换器的输出，其中内部包含有一个电流环，这一部分称为功率级；红色线框部分从输出经TL431到光耦输出，这部分称为反馈补偿网络。 抽象出来它的数学模型，我们可以将反激式变换器的框图绘制出来，如图 1.2所示。