三相逆变器无死区最优矢量控制研究_袁佳歆_薛钢_赵震_周俊卫_余长厅_费雯丽

Microchip交错反激逆变器软件分析

Microchip基于dsPIC的交错反激逆变器软件设计分析前言微芯公司提供的微型太阳能光伏逆变器解决方案转换效率在0.8～0.95之间，最大功率点追踪更是达到了99.5%，其110V的设计方案中：最大输出功率 = 185W，标称输出电压 = 110V，标称输出电流 = 1.7A，输出电压范围 = 90 VAC-140 VAC，标称输出频率 = 60 Hz，输出频率范围 = 57 Hz-63 Hz，功率因数 = >0.95，总谐波失真 = <2%。220V上网设计方案中：最大输出功率 = 185W，标称输出电压 = 230V，标称输出电流 = 0.8A，输出电压范围 = 180 VAC-264 VAC，标称输出频率 = 50 Hz，输出频率范围 = 47 Hz-53 Hz，功率因数 = >0.95，总谐波失真 = <5%。在PV电压方面，采用25VDC 至45VDC 的输入电压范围，最大开路电压为55Vdc。本文在软件测试的前提下主要就其逆变器设计软件部分进行一定的分析和总结。更详细的应用笔记以及算法设计技巧可参考微芯公司官网网站。文档整理：胡耀琪

目录第一章开发编译环境 1.1 MAPLAB IDE简介 1.2 MAPLAB IDE的安装与环境变量设置 1.3 MAPLAB C30编译器的安装与设置 1.4 PICKIT3调试器的简介和设置 1.5 编译调试过程简介第二章 dsPIC33FJ16GS504简介 2.1 振荡器及I/O口的配置 2.2 定时器及中断控制简介及其配置 2.3 高速PWM简介及其配置 2.4 高速10 位模数转换器（ADC）的简介及其配置2.5 系统配置位的说明第三章交错反激逆变器软件设计 3.1 交错反激逆变器设计概论 3.2 系统控制状态机简介 3.3 数字锁相环（PLL） 3.4 MPPT控制环 3.5 电流控制环 3.6 负载平衡控制环第四章结论 4.1 主要完成的内容 4.2 进一步可开展的内容附录

半桥逆变电路工作原理的分析

电子镇流器中半桥逆变电路工作原理的分析陈传虞引言半桥逆变电路是电子镇流器和电子节能灯中最常用也是最基本的电路，正确地理解它的工作原理，将有助于我们合理地选择元器件如磁环变压器、扼流电感、启动电容等元件的参数，正确地安排三极管的驱动电路，以降低它的功耗与热量，提高整灯的可靠性。遗憾地是过去受观测仪器（如示波器）和测试手段的局限，我们无法观测到电路中关键点如三极管各个电极电流的正确波形（如文献4的电流i B 、i c 的起始波形就是错误的），因而无法作出符合实际情况的定量分析和判断，以至形成一些错误的概念。最近看到深爱公司叶文浩先生发表在中国照明电器（刊载于04年11、12期）的文章，受到不少启发，到欧普照明公司后，利用比较先进的示波器TDS5000，对电路关键点的电流和电压波形，进行了仔细的测试，感到认识上有所提高，澄清了过去不少胡塗概念，特撰写本文，抛砖引玉，与叶先生商榷，并就教于国内方家。首先讨论半桥逆变电路的工原理，尽管这个电路是众所周知的，但人们对它的理解却并不十分正确，存在一些错误观念。因此，本文拟对它作较为仔细的探讨。讨论时以图1所示的基本电路作为讨论的出发点，后面所引用的元件名称及符号，均按图1所给出的为准。为支持和验证所提出的观点，文中給出了许多用示波器实际观测到的波形。图1、半桥逆变电路的基本形式一．三极管如何由导通变为截止（以VT 2为例）不论是用触发管DB 3还是由基极偏置电阻产生基极电流i B2(后者用在基极回路中带电容的半桥逆变电路中)，两种触发方式中的哪一种，在接通电源后，都会由于i B2的出现而产生VT 2的集电极电流i c2，通过磁环变压器的正反馈，引起电压v BE2上升, i B2进一步增加, i c2也随之增加。出现以下的连锁反应： 2b i ↑ 2C i ↑ 2b ↑ 这种再生反馈的结果，产生了雪崩效应，三极管迅速导通并饱和(在半桥逆变电路正常工作期间, 三极管VT 1或VT 2如何由截止变成导通的原因，我们将在后面文章中加以讨论)。导通后的三极管可以看成闭合的开关，三极管的电流i c2不再受基极电流i B2控制，而仅由外电路元件的参数来确定。在三极管开始导通的一段时间内，i c2增加，通过磁环变压器绕组间的正反馈使磁环绕组N 2上的感应电动势增加，v BE2及 i B2均增加，由图2知，i B2同磁环绕组N 2上的电压v N2触发电流通过T r N 3与N 2

SVPWM的原理讲解

1空间电压矢量调制SVPWM 技术 SVPWM是近年发展的一种比较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽可能接近于理想的正弦波形。空间电压矢量PWM与传统的正弦PWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。 SVPWM技术与SPWM相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。下面将对该算法进行详细分析阐述。 1.1SVPWM基本原理 SVPWM 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成PWM 波形。逆变电路如图 2-8 示。设直流母线侧电压为Udc，逆变器输出的三相相电压为UA、UB、UC，其分别加在空间上互差120°的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量 UA(t)、UB(t)、UC(t)，它们的方向始终在各相

的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120°。假设Um 为相电压有效值，f 为电源频率，则有： ?????+=-==) 3/2cos()()3/2cos()()cos()(πθπθθm C m B m A U t U U t U U t U （2-27）其中，ft πθ2=，则三相电压空间矢量相加的合成空间矢量 U(t)就可以表示为： θππj m j C j B A e U e U e U U Us 2 3 3/43/2=++= （2-28）可见 U(t)是一个旋转的空间矢量，它的幅值为相电压峰值的1.5倍，Um 为相电压峰值，且以角频率ω=2πf 按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量 U(t)在三相坐标轴（a ，b ，c ）上的投影就是对称的三相正弦量。图 2-8 逆变电路由于逆变器三相桥臂共有6个开关管，为了研究各相上下桥臂不同开关组合时逆变器输出的空间电压矢量，特定义开关函数 Sx ( x = a 、b 、c) 为： ?? ?=下桥臂导通上桥臂导通 01x S （2-30） (Sa 、Sb 、Sc)的全部可能组合共有八个，包括6个非零矢量 Ul(001)、U2(010)、U3(011)、U4(100)、U5(101)、U6(110)、和两个零矢量

反激式微型逆变器建模方法

反激式微型逆变器建模方法冯夏云１，２，吴春华１，２，３，汪飞１，２（１．上海大学机电工程与自动化学院，上海市２０００７２；２．上海市电站自动化技术重点实验室，上海市２０００７２；３．上海岩心电子科技有限公司，上海市２０００７２）摘要：研究了反激式微型逆变器数学建模问题。针对现有建模方法中采用电阻等效代替电动势负载的做法导致模型不精确，以及无法得到诺顿等效模型的问题，提出了一种基于小信号分析的改进建模方法，利用该方法建立了反激式微型逆变器系统结构框图，得到了系统准确的诺顿等效模型。最后，分别进行了理论分析和仿真验证，并设计了２５０Ｗ样机进行了实验验证。关键词：反激逆变器；微型逆变器；小信号分析；诺顿等效模型收稿日期：２０１５‐１０‐２２；修回日期：２０１６‐０２‐１８。上网日期：２０１６‐０５‐３０。国家自然科学基金资助项目（５１１０７０７８）。０引言随着能源和环境问题日益突出，以分布式光伏发电为代表的新能源技术应用日益广泛。并网逆变器作为光伏发电系统的关键部件受到了越来越多的关注。２０世纪７０年代，美国加州理工学院喷气推进实验室（Ｃａｌｔｅｃｈ’ｓＪｅｔＰｒｏｐｕｌｓｉｏｎＬａｂｏｒａｔｏｒｙ）提出了微型逆变器的概念［１］，设想为每块光伏组件安装一个微型逆变器，以实现光伏组件的独立并网发电。相比传统的组串式逆变器，微型逆变器在成本上不具备优势，但可以很好地解决传统组串式逆变器并网时光伏组件参数差异或组件局部阴影导致的功率损失等问题［１‐３］。在微型逆变器研究中，为实现高效率、高功率密度电能变换及大范围升压比等目标，文献［４‐５］提出了基于反激变换器的微型逆变器拓扑，即反激逆变器。反激逆变器存在３种工作模式：断续电流模式（ＤＣＭ）、临界电流连续模式（ＢＣＭ）和连续电流模式（ＣＣＭ）。其中ＤＣＭ因功率密度低和效率低而很少被采用［５］；ＢＣＭ控制复杂，其峰值电流较大，因此对开关器件电压应力要求较高［６］；ＣＣＭ峰值电流较小，具有较高的效率，但是ＣＣＭ存在右半平面零点，对比例—积分（ＰＩ）控制设计提出了要求［７］。本文选择研究ＣＣＭ下的反激逆变器，深入研究其建模方法。近年来，文献［８‐１４］研究了ＣＣＭ下的并网型反激逆变器补偿控制器设计，但建模时负载采用等效电阻。该类方法主要用于设计系统的ＰＩ控制器，但是因缺乏考虑电网电动势负载而无法复现系统固有谐振点。文献［１５］的反激逆变器建模，主要利用时域表达式对开关周期下变压器的原、副边电流进行平均化建模，虽然考虑了电网电动势负载，但是该种方法主要用于ＢＣＭ，无法应用于ＣＣＭ。文献［１６］虽然研究了ＣＣＭ的反激逆变器，并在建模过程中考虑了电动势负载的特殊性，提出了一种基于变压器原边电流的优化控制方法，用以改善并网电能质量，但缺乏考虑系统外特性或阻抗特性。根据电路原理，电流源并网逆变器模型应当采用诺顿等效模型表示，设计优良的电流源除了有稳定的控制输出外，其闭环输出阻抗也应越大越好。近年来，基于输出阻抗的分析方法被较多地应用于组串式光伏并网逆变器外特性研究，以及多逆变器并联与电网谐波交互的研究上［１７‐１９］。然而现有文献缺乏对反激逆变器闭环输出阻抗研究的报道，不利于进一步指导优化设计方案和分析多微型逆变器与电网谐波交互问题。总之，现有文献主要应用于确定反激逆变器的ＰＩ控制器参数，没有从整体上考虑反激逆变器的内部结构，因而无法得到系统精确的数学模型，也不利于揭示系统外特性。基于此，本文在考虑以电网电动势为负载的前提下，利用状态平均法构建系统结构框图，得到了反激逆变器精确的诺顿等效模型，方便地确定了系统闭环输出阻抗。然后，采用ＭＡＴＬＡＢ和ＰＳＩＭ仿真平台分别对反激逆变器进行了理论分析和仿真验证。最后，本文设计了２５０Ｗ样机来验证本文提出方法的正确性。００１第４０卷第１４期２０１６年７月２５日Ｖｏｌ．４０Ｎｏ．１４Ｊｕｌｙ２５，２０１６ＤＯＩ：１０．７５００／ＡＥＰＳ２０１５１０２２００７

逆变器电路diy(图文详解)

逆变器电路DIY(图文详解) 电子发烧友网：本文的主要介绍了逆变器电路DIY制作过程，并介绍了逆变器工作原理、逆变器电路图及逆变器的性能测试。本文制作的的逆变器(见图1)主要由MOS 场效应管，普通电源变压器构成。其输出功率取决于MOS 场效应管和电源变压器的功率，免除了烦琐的变压器绕制，适合电子爱好者业余制作中采用。下面介绍该逆变器的工作原理及制作过程。 1.逆变器电路图 2.逆变器工作原理这里我们将详细介绍这个逆变器的工作原理。 2.1.方波信号发生器(见图2)

图2 方波信号发生器这里采用六反相器CD4069构成方波信号发生器。电路中R1是补偿电阻，用于改善由于电源电压的变化而引起的振荡频率不稳。电路的振荡是通过电容C1充放电完成的。其振荡频率为f=1/2.2RC.图示电路的最大频率为：fmax=1/2.2×3.3×103×2.2×10-6=62.6Hz;最小频率 fmin=1/2.2×4.3×103×2.2×10-6=48.0Hz.由于元件的误差，实际值会略有差异。其它多余的反相器，输入端接地避免影响其它电路。 #p#场效应管驱动电路#e# 2.2场效应管驱动电路图3 场效应管驱动电路由于方波信号发生器输出的振荡信号电压最大振幅为0~5V，为充分驱动电源开关电路，这里用TR1、TR2将振荡信号电压放大至0~12V.如图3所示。 4. 逆变器的性能测试测试电路见图4.这里测试用的输入电源采用内阻低、放电电流大(一般大于100A)的12V汽车电瓶，可为电路提供充足的输入功率。测试用负载为普通的电灯泡。测试的方法是通过改变负载大小，并测量此时的输入电流、电压以及输出电压。输出电压随负荷的增大而下降，灯泡的消耗功率随电压变化而改变。我们也可以通过计算找出输出电压和功率的关系。但实际上由于电灯泡的电阻会随受加在两端电压变化而改变，并且输出电压、电流也不是正弦波，所以这种的计算只能看作是估算。

三维空间矢量原理说明

三维空间矢量原理说明 0 引言以往有很多关于不同脉宽调制技术的研究，如正弦波PWM 、跟踪型PWM 和空间矢量调制技术等。但这些只局限在αβ二维，而二维调制技术是无法解决三相四线系统中的中线电流问题。随着用户电力技术的发展，应用于三相四线系统中的UPS 和电能质量补偿器将会得到更多的重视。本文基于中点引出式三桥臂逆变器，提出一种三维空间矢量脉宽调制（3D SVPWM ）方法。这种方法不但可以使中点引出式三桥臂逆变器在应用于三相四线系统时能同时补偿三相谐波和中线电流，还具有开关频率低、补偿效果好等优点。 1 三维空间电压矢量的分布图1所示是一个并联在三相四线系统中的中点引出式三相电压逆变器。图1所示逆变器其直流侧零线与系统中线相连接。本文所有关于三维空间适量的讨论都将基于这种中点引出式的三桥臂逆变器结构。图1中，同一桥臂的2个开关的导通与关断是互补的。若用1表示上半桥臂开关导通，-1表示下半桥臂导通，则可定义开关函数为： ?? ?-=下半桥臂导通上半桥臂导通1 1j S （１）假定上半桥臂和下半桥臂的直流电压值相等，dc dc2dc1V V V ==，此时，每个桥臂的输出电压可以表示为： j dc S V =0U （２）三维αβ０坐标系中的瞬时电压矢量可以利用下式给出的α-β-０变换得到：

????????????????????-- - =???? ??????c b a v v v v v v 212 12 123232 12 1001 32βα （３）由此，αβ０座标下的瞬时电压矢量可以表示为： ()00312132dc V v n S n S n S ++=ββα α （４）式中：2/2/c b a S S S S --=α，c b S S S -=β，c b a S S S S ++=0 表１中列出了三维系统中的电压矢量以及经过αβ０变换后在其直角坐标中的参数。从图２所示的三维视图中可以更清楚地看出电压矢量的分布。其中矢量},,{642V V V 和},,{531V V V 分别处于不同的水平面上，而２个零矢量分别指向零轴的正方向和负方向。图３是三维空间电压矢量在αβ平面上的分布，可以看出它与传统的二维空间电压矢量的分布是一样的。２二维和三维电压矢量的比较二维的αβ变换实际上是对于三维αβ０变换在不考虑零序分量时的一种简化，可以推想二维的电压脉宽调制也是一种对三维调制的简化。根据表１所给的参数和图２、图３，传统的二维坐标系中的电压矢量分布应该就是三维电压分布的俯

空间矢量脉宽调制仿真及其谐波分析

文章编号:1005—7277(2005)01—0011—03 V ol.27,N o.12005,27(1):11～13 电气传动自动化 E L ECTRIC D RIVE AUTOMATI O N 2005年第27卷第1期第11页空间矢量脉宽调制仿真及其谐波分析康现伟,于克训,刘志华 (华中科技大学电气与电子工程学院,湖北武汉430074) 摘要:在深入分析空间矢量脉宽调制机理的基础上,通过SIMU LINK 给出了其仿真波形,重点对SVPWM 的仿真结果进行了谐波分析,得到了SVPWM 谐波分布的主要特点及影响其谐波分布的几个主要因素,为更有效消除SVPWM 谐波污染提供了理论基础和指导。关键词:空间矢量脉宽调制;谐波;仿真中图分类号:T M921.52 文献标识码:A Simulation and harmonic anal y sis of SVPWM K ANG Xian-wei ,Y U K e-xun ,LIU Zhi-hua (Huazhon g Univ er sit y o f Science and T echnolo gy ,Wuhan 430074,China ) Abstract :Based on the anal y sis of the characteristics of s p ace vector p ulse w idth m odulation (SVPWM ),a series of sim 2ulation w aveforms are illustrated b y the use of S imulink.T he foundational features of the harm onic distributions of SVPWM and the dom inant factors affectin g the distributions are obtained throu g h the anal y sis on the harm onics of the w aveforms ,which p rov ides us theoretical foundation to elim inate the harm onic p ollution.K e y w ords :SVPWM;harm onic ;simulation 1引言空间矢量脉宽调制(SVPWM )具有线性调制范围宽,直流电压利用率高,易于微处理器实现等优点,它目前被广泛应用于变频器、UPS 、无功补偿器、有源滤波器、储能系统电力变换器等领域。当控制精度要求较高时,必须考虑其谐波问题。本文首先阐述了空间矢量调制(SVPWM )的基本原理,然后给出了仿真波形,针对空间矢量调制中出现的谐波问题,文章进行了较为详细的分析和论述,得到了影响SVPWM 谐波分布的几个主要因素,从而为其在实际应用中消除谐波污染提供了可靠的理论依据。 2电压空间矢量脉宽调制(SVPWM )原理对于理想三相正弦系统,电压空间矢量的定义为: V =2/3(V a +V b e j 2π/3+V c e j 4π/3) (1) 对于三相电压源型逆变桥的6个开关,如图1 所示。假设“1”代表上桥臂导通,“0”代表下桥臂导通,则一共有8种开关模式,分别为V 0(000),V 1(100),V 2(110),V 3(010),V 4(011),V 5(001),V 6(101), V 7(111)。由变换式(1)可得,这8种开关模式在复平面上分别产生8种电压矢量,其中V 1～V 66个开关模式产生输出电压,而V 0、V 72个开关模式不产生输出电压,称为零矢量。这8个电压矢量将复平面分为6个区域,如图2所示,按照平行四边形法则,利用这8个空间矢量可以合成在六变形区域内的任何输出电压矢量。

单相太阳能光伏并网反激逆变器

电力系统及其自动化·527· 单相太阳能光伏并网反激逆变器谭光慧纪延超张大禹王建赜哈尔滨工业大学电气工程系黑龙江哈尔滨 110178 【摘要】提出一种用于太阳能光伏发电的交流模块逆变器，它由前置Buck-Boost变换器和后置反激逆变器有机组合在一起。基于电容闲置技术，所提逆变器拓扑可实现开关管的零电流开通和零电压关断。除此之外，逆变器通过将直流输入侧的功率脉动转移到一个小电容上，改善了功率解耦特性。采用简单的控制方法确保实现最大功率点跟踪且向电网注入纯净的正弦电流。所提逆变器具有低的电流畸变、高的功率因数、小的解耦电容和软开关运行等优点。上述特点通过分析和实验进行了验证。【关键词】反激逆变器光伏软开关电容闲置 Single-Phase Flyback Grid-connected Inverter for photovoltaic Application Tan Guanghui Ji Yanchao Zhang Dayu Wang Jianze Department of Electrical Engineering，Harbin Institute of Technology，Harbin 110178，Helongjiang，China Abstract：This paper presents an AC Module inverter for photovoltaic（PV）application. The PV inverter employs a Buck-Boost converter on the DC side and a flyback inverter on the AC side. Based on capacitive idling（CI）techniques，the proposed circuit topology can obtain soft-switching operation with zero current switching（ZCS）or zero voltage switching（ZVS）. Furthermore，the power pulsation on the DC bus is converted into the voltage pulsation on a film capacitor to obtain improved power decoupling. A simple control method is also proposed to ensure maximum power point tracking（MPPT）and pure sinusoidal output current. As a result，the proposed inverter provides low current distortion，high power factor，small power decoupling capacitor and soft-switching operation. Analysis and experimental results are provided to demonstrate these excellent features. Key words：Flyback inverter；Photovoltaic；Soft-Switching；Capacitive idling 随着全球经济的快速发展，传统化石能源的大量消耗使全球面临着能源危机，世界各国都在致力于新能源的开发和使用。太阳能以其资源丰富、分布广泛、可以再生、不污染环境等优点，受到学者们的高度重视[1]。在一般的光伏发电系统中，一系列的光伏组件组成光伏阵列来获取足够的直流总线电压，再通过逆变器逆变产生交流电压并入电网。但是由于太阳能辐射强度的变化以及附近建筑物、树木等障碍物的遮挡，光伏阵列的总输出功率会有明显的变化[2]。为了使光伏系统始终工作在最大功率点上，交流模块的思路被提出[3]。交流模块定义如下：“交流模块是一种电气装置，它由单个光伏组件和单个电力作者简介：谭光慧（1979—），男，博士研究生，研究方向为电力电子技术在电力系统中的应用。电话：0451-********-804，E-mail：guanghtan@https://www.360docs.net/doc/1f17651795.html, 通信作者：纪延超（1962—），男，教授，博导，研究方向为电力电子技术在电力系统中的应用。电话：0451-********-804，E-mail：powerstar@https://www.360docs.net/doc/1f17651795.html,

最常见的车载逆变器电路原理图

最常见的车载逆变器电路原理图见图1。车载逆变器的整个电路大体上可分为两大部分，每部分各采用一只TL494或KA7500芯片组成控制电路，其中第一部分电路的作用是将汽车电瓶等提供的12V直流电，通过高频PWM (脉宽调制)开关电源技术转换成30kHz－50kHz、220V左右的交流电；第二部分电路的作用则是利用桥式整流、滤波、脉宽调制及开关功率输出等技术，将30kHz～50kHz、220V左右的交流电转换成50Hz、220V的交流电。车载逆变器电路工作原理图1电路中，由芯片IC1及其外围电路、三极管VT1、VT3、MOS功率管VT2、VT4以及变压器T1组成12V直流变换为220V/50kHz交流的逆变电路。由芯片IC2及其外围电路、三极管VT5、VT8、MOS功率管VT6、VT7、VT9、VT10以及220V/50kHz整流、滤波电路VD5－VD8、C12等共同组成220V/50kHz高频交流电变换为220V/50Hz 工频交流电的转换电路，最后通过XAC插座输出220V /50Hz交流电供各种便携式电器使

用。图1中IC1、IC2采用了TL494CN(或KA7500C)芯片，构成车载逆变器的核心控制电路。TL494CN是专用的双端式开关电源控制芯片，其尾缀字母CN表示芯片的封装外形为双列直插式塑封结构，工作温度范围为0℃-70℃，极限工作电源电压为7V～40V，最高工作频率为300kHz。 TL494芯片内置有5V基准源，稳压精度为5 V±5％，负载能力为10mA，并通过其14脚进行输出供外部电路使用。TL494芯片还内置2只NPN功率输出管，可提供500mA 的驱动能力。 TL494芯片的内部电路图1电路中IC1的15脚外围电路的R1、C1组成上电软启动电路。上电时电容C1两端的电压由0V逐步升高，只有当C1两端电压达到5V以上时，才允许IC1内部的脉宽调制电路开始工作。当电源断电后，C1通过电阻R2放电，保证下次上电时的软启动电路正常工作。 IC1的15脚外围电路的R1、Rt、R2组成过热保护电路，Rt为正温度系数热敏电阻，常温阻值可在150 Ω～300Ω范围内任选，适当选大些可提高过热保护电路启动的灵敏度。热敏电阻Rt安装时要紧贴于MOS功率开关管VT2或VT4的金属散热片上，这样才能保证电路的过热保护功能有效。 IC1的15脚的对地电压值U是一个比较重要的参数，图1电路中U≈Vcc×R2÷

三相SVPWM逆变电路MATLAB仿真

基于电压空间矢量控制的三相逆变器的研究 1、SVPWM逆变电路的基本原理及控制算法图1.1中所示的三相逆变器有6个开关，其中每个桥臂上的开关工作在互补状态，三相桥臂的上下开关模式得到八个电压矢量，包括6个非零矢量(001)、(010)、(011)、(100)、(101)、(110)和两个零矢量(000)、(111). 图1.-1 三相桥式电压型有源逆变器拓扑结构在平面上绘出不同的开关状态对应的电压矢量，如图1.2所示。由于逆变器能够产生的电压矢量只有8个，对与任意给定的参考电压矢量，都可以运用这8个已知的参考电压矢量来控制逆变器开关来合成。 3 U(011) 1 U(001)5 U(101) 4 U(100) 6 U(110) 2 U(010) Ⅰ Ⅱ Ⅲ Ⅳ Ⅴ Ⅵ U(000) 7 U(111) β c U θ β u α u 1 sv U2 sv U 3 sv U 图1.2 空间电压矢量分区图1.2中，当参考电压矢量在1扇区时，用1扇区对应的三个空间矢量U sv1、U sv2、U sv3 来等效参考电压矢量。若1.2 合成矢量 ref U所处扇区N的判断三相坐标变换到两相β α-坐标： ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? ? = ? ? ? ? ? ? ? ? ) ( ) ( ) ( 2 3 - 2 3 2 1 - 2 1 - 1 3 2 ) ( ) ( t t t t t u u u u u co bo ao β α （1.1）

根据u α、u β的正负及大小关系就很容易判断参考电压矢量所处的扇区位置。如表1.1所示。表1.1 参考电压矢量扇区位置的判断条件可以发现，扇区的位置是与u β、 u u βα-3及u u βα--3的正负有关。为判断方便，我们设空间电压矢量所在的扇区N N=A+2B+3C （1.2）其中，如果u β ＞0，那么A=1,否则A=0 如果u u βα-3 ＞0，那么B=1,否则B=0 如果u u βα--3 ＞0，那么C=1,否则C=0 1.3 每个扇区中基本矢量作用时间的计算在确定参考电压矢量的扇区位置后，根据伏秒特性等效原理，采用该扇区三个顶点所对应的三个电压空间矢量来逼近参考电压矢量。以参考电压矢量位于3扇区为例，如图1.3所示，参考电压U ref 与U 4的夹角为γ。 β 1 4 图1.3 电压空间矢量合成示意图根据伏秒特性等效原理算出 () ???? ? ? ? ?? ????--==-=T T T T V T u T V T u u T s dc s ref dc s ref ref 21021 33321 β β α （1.3）

永磁同步电机空间矢量调制原理与设计

空间矢量调制原理与设计 3.3.1空间矢量调制原理空间矢量调制技术（SVPWM ）是从电机的角度出发，在电机坐标变换理论和电机统一理论的基础上建立电机数学模型，通过逆变器不同开关状态的变化，使电机的实际磁链最大限度的逼近理想磁链圆。SVPWM 的形成是在20世纪80年代，德国科学家H.W.Vanderbroeck 博士在脉宽调制中引入了空间矢量技术，其目标是利用逆变器在不同开关状态下产生的八个基本电压空间矢量（两个零电压空间矢量和六个非零电压空间矢量）合成所需要的电压空间矢量。其主要的思想是在一个PWM 周期内，选择相邻的两个非零电压矢量和零电压矢量，通过合理分配电压矢量的工作时间来合成所需的参考电压空间矢量。跟直接的正弦波调制技术相比，采用SVPWM 算法的逆变器输出电压谐波小，畸变少，从而定子绕组中的电流谐波也少，具有较高的直流电压利用率。SVPWM 的控制方案有三个部分，即三相电压的区间分配、空间矢量的合成和控制算法，一般来说，SVPWM 的算法主要根据以下步骤完成：（1）判断参考空间电压矢量的所处扇区；（2）计算所在扇区的开关空间电压矢量的工作时间；（3）根据电压矢量工作时间合成 PWM 信号。本文将三相逆变器及永磁同步电机结合起来分析SVPWM 算法的原理，如图2-3所示。其输出电压由三对功率开关器件控制开通，由于逆变器的上桥臂和下桥臂开关状态互补，因此可以用a 、b 、c 三个功率器件的开关状态来描述逆变器的工作状态，共有八种组合，分别对应着八种开关模式下的线电压和相电压，如表2-1所示，其中1代表功率器件的开状态，0代表关状态。与三相电压对应的α-β坐标系下的方程为 ??????????????????????-- -=??????C B A U U U u u 232302121132βα 图2-3 三相逆变器及负载结构图表2-1中所列的us α、us β电压值为基本空间矢量的α、β分量，其对应着是开关管的开关信号（a, b , c ）。根据8种开关序列所产生的2个零电压空间矢量和6个非零基本电压空间矢量可以得到如图2-4所示的SVPWM 空间电压矢量图。表2-1 功率器件不同开关模式下的相电压和线电压和空间矢量

SVPWM逆变器死区效应补偿方法的研究[1]

SVPWM逆变器死区效应补偿方法的研究 DEAD-TIME COMPENSATION FOR VECTOR-CONTROL INDUCTION MOTOR PWM INVERTER 王高林，贵献国，于泳，徐殿国（哈尔滨工业大学电气工程系，黑龙江省哈尔滨市 150001） (Email: Wanggl@https://www.360docs.net/doc/1f17651795.html,, Xianggui@https://www.360docs.net/doc/1f17651795.html,, Yuyong@https://www.360docs.net/doc/1f17651795.html,, Xudiang@https://www.360docs.net/doc/1f17651795.html, ) 摘要：针对伺服系统矢量控制系统，提出了一种可以补偿死区误差电压并消除零电流钳位效应的死区补偿方法。在分析了影响死区效应的因素以及等效死区时间的表达式的基础上，采用平均死区时间补偿法，在两相静止轴系中对等效死区时间产生的误差电压进行了补偿。为了提高电流极性检测的准确性，利用旋转轴系中的励磁电流和转矩电流分量经过坐标反变换，判断电流在两相静止轴系所处的扇区来决定需要施加的补偿电压。另外为了更好地消除由于死区时间而产生的零电流钳位效应，将一种消除零电流钳位效应的方法结合到上述补偿方法中。最后通过TMS320F2812 DSP芯片来实现补偿算法，并在11kW 伺服电机矢量控制系统中验证了补偿算法的有效性。 ABSTRACT: A dead-time compensation strategy is presented to compensate dead-time error-voltage and eliminate zero-current clamping effect for servo motor vector control system. The factor influencing dead-time effect is analyzed, and expression of equivalent dead time is deduced. Average dead-time compensation technique is adopted to compensate error-voltage at two-phase stationary frame. To improve accuracy of detection of current direction, components of magnetizing current and torque current are transformed into two-phase stationary frame. Therefore compensating voltage vector can be decided according to the sector the current vector is locating. In addition, a kind of zero-current clamping effect eliminating scheme is adopted combining with the above compensation method to improve the compensation performance. The proposed compensation method is performed with TMS320F2812 DSP chip. Experimental results demonstrate the efficiency of the dead-time compensation method in 11kW servo motor vector control system. 关键词：伺服系统，空间矢量PWM，死区效应，零电流钳位，补偿 KEY WORDS:servo system; space vector PWM; dead-time effect; zero-current clamping; compensation 1 引言由于伺服系统在各种工业场合应用非常普遍，永磁伺服电机相关控制技术研究也获得了广泛重视，其中空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）一直是一个热门的研究课题[1,2]。在SVPWM逆变器中，为了防止同一桥臂的两只开关管产生直通，需要在两只开关管的开通与关断时刻之间加入一定的死区时间，所产生的死区效应会造成逆变器输出电压基波分量减小、输出电流波形畸变及输出转矩脉动[3]。在感应电机矢量控制场合，往往需要知道电压的状态量，由于输出电压是由离散的脉冲组合而成难以测量，通常直接将参考电压当作输出电压。但与参考电压相比，实际的输出电压由于受死区时间影响而与参考电压有所差别。因此为了能够进一步提高感应电机的控制性能，有必要对死区效应进行有效地补偿。已经有众多学者对死区效应进行了研究，并提出了许多补偿方法[3-10]。这些方法基本上可以分为两种，一种是基于平均误差电压补偿法，这种方法具有易于实现的优点，缺点是补偿不够精确，后来又有学者对开关器件管压降引起的附加死区时间，以及电路中寄生参数对死区效应的影响进行了研究[11,12]。另一类方法是基于脉冲的补偿方法，这种方法可以对死区时间进行较精确地补偿，但对控制芯片的要求也更高，要求在一个PWM载波周期内进行两次采样[12]。死区补偿中电流极性的检测很重要，如果对电流过零点判断不够准确反而会引起误补偿。尽管很多补偿方法能够取得不错的补偿效果，但在低速轻载的场合，经常会发生零电流钳位的现象，使输出电流产生畸变[12]。本文研究了一种采用平均误差电压补偿法并结合消除零电流钳位效应的方法对感应电机PWM逆变器的死区效应进行了补偿，最后在11kW伺服

逆变电路的基本工作原理

第5章逆变电路主要内容：换流方式，电压型逆变电路，电流型逆变电路，多重逆变电路和多电平逆变电路。重点：换流方式，电压型逆变电路。难点：电压型逆变电路，电流型逆变电路。基本要求：掌握换流方式，掌握电压型逆变电路，理解电流型逆变电路，了解多重逆变电路和多电平逆变电路。逆变概念：逆变——直流电变成交流电，与整流相对应。本章无源逆变逆变电路的应用：蓄电池、干电池、太阳能电池等直流电源向交流负载供电时，需要逆变电路。交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置的核心部分都是逆变电路。本章仅讲述逆变电路基本内容，第6章PWM控制技术和第8章组合变流电路中，有关逆变电路的内容会进一步展开 1换流方式（1）逆变电路的基本工作原理单相桥式逆变电路为例： S 1～S 4 是桥式电路的4个臂，由电力电子器件及辅助电路组成。S 1 、S 4 闭合，S 2 、S 3 断开时，负载电压u o 为正S 1 ；S 1 、S 4 断开，S 2 、S 3 闭合时，u o 为负，把直流电变成了交流电。改变两组开关切换频率，可改变输出交流电频率。图5-1 逆变电路及其波形举例电阻负载时，负载电流i o 和u o 的波形相同，相位也相同。阻感负载时，i o 滞后于u o ，波形也不同（图5-1b）。 t 1前：S 1 、S 4 通，u o 和i o 均为正。 t 1时刻断开S 1 、S 4 ，合上S 2 、S 3 ，u o 变负，但i o 不能立刻反向。 i o 从电源负极流出，经S 2 、负载和S 3 流回正极，负载电感能量向电源反馈，i o 逐渐减小， t 2时刻降为零，之后i o 才反向并增大（2）换流方式分类换流——电流从一个支路向另一个支路转移的过程，也称换相。开通：适当的门极驱动信号就可使其开通。关断：全控型器件可通过门极关断。半控型器件晶闸管，必须利用外部条件才能关断，一般在晶闸管电流过零后施加一定时间反压，才能关断。研究换流方式主要是研究如何使器件关断。

三相方波逆变电路原理说明

1 引言设计要求本次课程设计题目要求为三相方波逆变电路的设计。设计过程从原理分析、元器件的选取，到方案的确定以及Matlab 仿真等，巩固了理论知识，基本达到设计要求。完成三相方波逆变电路的仿真，开关管选IGBT,直流电压为530V, 阻感负载，负载有功功率1KV y感性无功功率为100Var。逆变的概念逆变即直流电变成交流电，与整流相对应电力系统中，将电网交流电通过整流技术变成直流电，然后通过逆变技术，将直流变成高频交流，再通过高频变压器降压，就达到缩小变压器体积和提高供电质量的目的了。

三相逆变三相逆变技术广泛应用于交流传动、无功补偿等领域。在三相PWM交流伺服系统中，一般采用三个桥臂的结构，即逆变桥主电路有6 个功率开关器件 (功率MOSFE或IGBT)构成，若每个开关器件都用一个单独的驱动电路驱动，则需6 个驱动电路，至少要配备4 个相互独立的直流电源为其供电，使得系统硬件结构复杂，可靠性下降，且调试困难，设计成本偏高。 2三相电压源型SPW逆变器 PWM的基本原理 PWM(Pulse Width Modulation) 控就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要的波形。PWh控制技术最重要的理论基础是面积等效原理，即冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。 SPW控制技术是PW M空制技术的主要应用，即输出脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效。 SPWM逆变电路及其控制方法 SPW逆变电路属于电力电子器件的应用系统，因此，一个完整的SPW逆变电路应该由控制电路、驱动电路和以电力电子器件为核心的主电路组成。由信息电子电路组成的控制电路按照系统的工作要求形成控制信号，通过驱动电路去控制主电路中电力电子器件的导通或者关断，来完成整个系统的功能。目前应用最为广泛的是电压型PW逆变电路，脉宽控制方法主要有计算机法和调制法两种，但因为计算机法过程繁琐，当需要输出的正弦波的频率、幅值或相位发生变化时，结果都要变化，而调制法在这些方面有着无可比拟的优势，因此，调制法应用最为广泛。所谓调制法，就是把希望输出的波形作为调制信号U t，把接收调制的信号作为载波U c，通过信号波的调制得到所期望的PW波形。三相方波逆变器电路结构相同，只是控制方式不同。每一开关元件在输出电压的一个周期中闭合180°

PWM型逆变器死区问题的解决

电源技术　＜　２００８年５月２０ ■＜阿城继电器股份有限公司电源公司李文全引言 PWM 电压型逆变器广泛地应用于交流变速传动系统和不停电电源中。逆变器的输出电压波形的质量尤为重要。理想的电压波形通常为纯正的正弦波，但实际上在输出级存在着是输出波形畸变的固有源，因而输出波形存在较大的畸变。其中一个重要的畸变根源是同一桥臂上、下两个器件在开关过程中必有一个死区时间，以防止桥臂直接短路。另外一些根源如开关器件的导通压降、开关时间等。每个PWM 调制周期内引起的微小畸变经积累后，会引起输出电压波形较大的畸变，降低基波幅值，改变低次谐波含量，曾加电机的谐波损耗。因此必须对逆变器的死区问题进行补偿。在死区期间，逆变器输出的电压不受逻辑信号控制，而是有输出电流的极性确定，通过反馈二极管嵌位在直流回路的正侧或负侧。因此电流极性的检测是死区补偿的关键技术。本文对死区时间引起的逆变器输出电压畸变进行了详细分析，给出了电流极性检测方法和死区效应的电压补偿方法。 1 PWM逆变器死区效应的分析不失一般性，以逆变器其中的一个桥臂A 相为例（如图 1）。在死区期间，上、下两个功率器件均不导通，只有一个二极管导通续流。若电流流向负载，则下面的二极管导通；反之，上面的二极管导通。控制信号与电压波形如图2所示。对于i>0(流向负载)而言，如图2（a ）、（b ）、(d)所示。当A -信号在T 1时刻关断，延时死区时间T d 后，A +变为高电平（图2d ）;在T 2时刻A +变为低电平，延时T d 后A -变为高电平（图2b ）,此时电压U AN 时电压U AN 经过开关管的关断时间t off 后变为低电平（图2d ）。因而U AN 为高值的实际时间是T 2 –T 1 +T off –T on –T d ,标准时间应为T 2 –T 1，因而，死区时间和开关管共同引起的导通时间误差为 T err = T off –T on –T d (1)同理，当时 i<0时，由图2（a 、b 、c ）可得时间误差为 T err = -(T off –T on –T d ) (2)因此误差时间为T err = sign(i)(T off –T on –T d ) (3) 其中sign(i)= PWM型逆变器死区问题的解决摘要：本文对ＰＷＭ电压型逆变器的死区问题提出了一种实时补偿方法，设计了电流瞬时值过零点的检测方法，该方法简单易行，可适用于变压变频调速系统中。关键词：　ＰＷＭ逆变器电流检测死区补偿图１逆变器桥臂图２ＰＷＭ逆变器控制信号与输出电压波形