带转速微分负反馈直流双环调速

目录

摘要 (1)

1 系统概述 (2)

2 系统电路设计 (3)

2.1 主电路设计 (3)

2.2 控制电路设计 (4)

2.2.1 触发电路设计 (4)

2.2.2 调节器电路设计 (6)

2.3 系统给定及偏移电源电路设计 (7)

2.4 转速电流的检测 (8)

3 系统工程设计 (8)

3.1 电流调节器设计 (9)

3.2 转速调节器设计 (11)

附录：总体电路图 (13)

总结与体会................................................. 错误！未定义书签。参考文献：................................................. 错误！未定义书签。

摘要

电力拖动自动控制系统是将电能转换成机械能的装置，它主要包括有调速系统、位置随动系统（伺服系统）、张力控制系统、多电机同步控制系统等多种类型。而各种系统又往往都是通过控制转速来实现的，因此转速系统是最基本的电力拖动控制系统。直流电动机具有良好的起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到广泛应用。晶闸管问世后，生产出成套的晶闸管整流装置，组成晶闸管—电动机调速系统（简称V-M系统），它相比于旋转变流机组及离子拖动变流装置不仅在经济性和可靠性上都有很大提高，而且在技术性能上也显示出较大的优越性。而转速、电流双闭环控制直流调速系统是性能很好、应用最广的直流调速系统。

本课程设计为V-M双闭环不可控直流调速系统设计，报告首先根据设计要求确定调速方案和主电路的结构型式，然后对电路各元件进行参数计算，包括整流变压器、整流元件、平波电抗器、保护电路以及电流和转速调节器的参数确定。进而对双闭环调速系统有一个全面、深刻的了解。

关键词：直流调速晶闸管双闭环

带转速微分负反馈直流双环调速

系统设计

1 系统概述

直流电动机具有良好的起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域得到了广泛的应用。采用PI调节的转速单环直流调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，例如要求快速起制动，突加负载动态速降小等等，单环系统就难以满足要求。这主要是因为在单环系统中不能随心所欲地控制电流和转矩的动态过程。

对于经常正反转运行的调速系统，例如龙门刨床、可逆轧钢机等，尽量缩短起制动过程时间是提高生产率的重要因素。为此，在电机最大允许电流和转矩受限制的条件下，应该充分利用电机的过载能力，最好是在过渡过程中始终保持电流为允许的最大值，使电力拖动系统以最大的加速度起动，达到稳态转速是立即使电流降下来，使转矩马上与负载相平衡，从而转入稳态运行。为此需引入电流负反馈，构成转速电流双闭环直流调速系统。系统原理图如图1所示。

图1 带转速微分的双闭环直流调速系统原理图

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。两者之间构成串级控制系统。把转速调节器的输入当作电流调节器的输入，再利用电流调节器的输出去控制电力电子变换器，即三相集成触发器。

为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI 调节器，即设计成带转速微分的负反馈直流调速系统。图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照电力电子变换器的控制电压Uc 为正电压的情况标出的，并考虑到运放的倒相作用。

2 系统电路设计

2.1 主电路设计

本设计中直流电动机由单独的可调整流装置供电，采用三相桥式全控整流电路作为直流电动机的可调直流电源。通过调节触发延迟角α的大小来控制输出电压d U 的大小，从而改变电动机M 的电源电压。由改变电源电压调速系统的机械特性方程式如下

20(/)()/d e a e T n U C R R T C C =Φ-+Φ

式中：d U －整流电压 0R －整流装置内阻

通过上式可知，改变整流电压d U 即可改变电机转速n 。

4

图2 系统主电路

系统主电路如图2所示。图中Q1-Q6组成三相全桥整流电路，晶闸管的触发脉冲来自三相集成触发电路。其中图中还画出了通过电流互感器和测速发电机分别检测电枢电流和

转速的大小，经过相应的变换后分别反馈到电流调节器和转速调节器的输入端，这一部分在后续设计中将会有详细的介绍。

2.2 控制电路设计

2.2.1 触发电路设计

1.触发电路的实现

三相集成触发电路如图3和图4所示。其中图3所示为六路双脉冲发生电路采用3个KJ004集成块和一个KJ041集成块，形成六路双脉冲。图4所示的脉冲放大电路为采用六个三极管进行脉冲放大用以驱动六个脉冲变压器，从而控制主电路中的六个晶闸管。KJ004的同步信号由三相同步变压器T2提供。偏移电压为-8V ，由直流稳压电源提供。控制电压Uc 来自电流调节器ACR 的输出。

图3 六路双脉冲发生电路

图4 脉冲放大电路

2.芯片KJ004介绍

KJ004 可控硅移相触发电路适用于单相、三相全控桥式供电装置中,作可控硅的双路脉冲移相触发。KJ004 器件输出两路相差180度的移相脉冲,可以方便地构成全控桥式触发器线路。KJ004 电路具有输出负载能力大、移相性能好、正负半周脉冲相位均衡性好、移相范围宽、对同步电压要求低,有脉冲列调制输出端等功能与特点。

（1）工作原理

KJ004 电路由同步检测电路、锯齿波形成电路、偏形电压、移相电压及锯齿波电压综合比较放大电路和功率放大电路四部分组成。电原理见下图：锯齿波的斜率决定于外接电阻R6、RW1,流出的充电电流和积分电容C1的数值。对不同的移相控制电压VY,只有改变权电阻R1、R2的比例,调节相应的偏移电压VP。同时调整锯齿波斜率电位器RW1,可以使不同的移相控制电压获得整个移相范围。触发电路为正极性型,即移相电压增加,导通角增大。R7和C2形成微分电路,改变R7和 C2的值,可获得不同的脉宽输出。KJ004 的同步电压为任意值。

（2）引脚图

KJ004为16脚双列直插式芯片，其引脚图如下图5所示，各引脚的有关说明见表1所示。

图5 KJ004引脚图

表1 KJ004引脚说明

3. 芯片KJ041介绍

KJ041六路双脉冲形成器是三相全控桥式触发线路中必备的电路，具有双脉冲形成和电子开关控制封锁功能。使用2块有电子开关控制的KJ041电路组成逻辑控制，适用于正反组可逆系统。

（1）工作原理

KJ041电路是脉冲逻辑电路。当把移相触发器的触发脉冲输入到KJ041电器的1～6端时，由输入二极管完成“或”功能，形成双脉冲，再由T1～T6电流放大分六路输出。补脉冲按+A→-C，-C→+B，+B→-A，-A→+C，+C→-B，-B→+A序列组合。T7是电子开关，当控制7端接逻辑“0”电平时T7截止，各路输出触发脉冲。当控制7端接逻辑“1”电子(+15V)时T7导通，各路无输出触发脉冲。KJ041电路内部原理图如下，图中输出端如果接3DK4作功率放大，可得到800mA的触发脉冲电流。使用2块KJ041电路相应输人端并联，二个控制端分别作为正反组控制输入端，输出接12个功率放大管，这样就可组成一个12脉冲正反组控制可逆系统，控制端逻辑“0”电平有效。

（2）引脚图

KJ041也是16脚双列直插式芯片，其引脚图如下图6所示，各引脚的有关说明见表2所示。

图6 KJ041引脚图

表2 KJ041引脚说明

2.2.2 调节器电路设计

系统调节器电路如图7所示。系统调节器包括速度调节器和电流调节器。转速调节器采用带转速微分负反馈的转速调节器以减小超调。设计中采用模拟调节器电路，由运放及相关阻容元件构成。转速调节器的给定为8V，由直流稳压电源给定；反馈信号由测速发电机提供。由于检测到的转速信号中含有交流成分，为了使其不影响调节器的输入，需加入低通滤波器。转速调节器的输出为电流调节器的给定，而经电流互感器检测到的三相电流信号Ui为电流调节器的反馈信号。由于运放输入电压的最大值为10V左右，为了使运放正常工作，其供电设为±15V。

图7 调节器电路

双闭环调速系统的静特性在负载电流小于

I时表现为转速无静差，这时，转速负反

dm

馈起主要调节作用；当负载电流达到

I后，转速调节器饱和，电流调节器起主要调节作

dm

用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。

其中在调节的具体过程中转速调节器的主要作用为：

（1）转速调节器是调速系统的主导调节器，它使转速n 很快地跟随给定电压变化，稳态时可减小转速误差，如果采用PI调节器，则可实现无静差。

（2）对负载变化起抗扰作用。

（3）其输出限幅值决定电机允许的最大电流。

电流调节器的主要作用为：

（1）作为内环的调节器，在外环转速的调节过程中，它的作用是使电流紧紧跟随其给定电压（即外环调节器的输出量）变化。

（2）对电网电压的波动起及时抗扰的作用。

（3）在转速动态过程中，保证获得电机允许的最大电流，从而加快动态过程

2.3 系统给定及偏移电源电路设计

低压供电电路提供+15V，-15V，+8V，-8V四个电压值以满足调节器和三相集成触发电路供电的需要。市电经变压器后提供两组18V的交流电，经过一个全桥整流、滤波和两个三端固定输出的集成稳压芯片7815和7915得到+15V，-15V。同时为了得到+8V，-8V的直流电压，系统中又采用了两个集成稳压芯片7808和7908。

图8 稳压电源电路

2.4 转速电流的检测

该部分包含在图2中。电流采用三相电流互感器检测，其输出经过三相无控整流和电位器分压后送到电流调节器的反馈输入端。转速则由测速发电机检测，其输出同样经过电位器分压后送到转速调节器的反馈输入端。

3 系统工程设计

如下图9所示即为双闭环调速系统的动态结构框图。在双闭环系统中，按照设计多环控制系统先内环后外环的一般原则，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流内环看作是转速调节器中的一个环节，再设计转速调节器。在设计的过程中需对电流环和转速环进行近似处理和结构化简，从而确定调节器的结构，以利于后续的模拟电路设计和参数计算。

图9 双闭环调速系统的动态结构框图

3.1 电流调节器设计

1. 确定时间常数

（1）电流反馈系数: *8

0.039/136 1.5

im dm U V A I β==≈?

（2）整流装置之后时间常数s T 。经查下表3有三相桥式电路的平均失控时间:0.0017s T s =。

表3各种整流电路的失控时间（f=50Hz ）

（3）电流滤波时间常数0.002oi T s =。

（4）电流环小时间常数之和0.00170.0020.0037s oi T T T s ∑ι=+=+=。 2.选择电流调节器结构

根据设计要求5%ισ≤，并保证稳态电流无差，可按典型I 型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性的，因此可用PI 型电流调节器。检查对电源电压的抗干扰性能：

0.038.110.0037l i T s

T s

∑==，参照下表4典型Ⅰ型系统动态抗扰性能，可知各项指标都可以接受。

3.计算电流调节器参数

电流调节器超前时间常数：0.03i l T s τ== 。

电流环开环增益：要求5%ισ≤时，按下表5应取0.5I K T ∑ι=，因此：

10.50.5

135.10.0037I K s T s

-∑ι=

==

表5 典型Ｉ型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系

于是，ACR 的比例系数为：

135.10.030.5

1.3400.039

I i i s K R K K τ??=

==β? 4.检验近似条件：

电流环截止频率：1135.1ci I w K s -== （1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件

111196.133ci s s w T s

-==>?0.0017 满足近似条件。

（2）忽略反电势变化对电流动态影响的条件：

1340.82ci s w -==< 满足条件。

（3）电流环小时间常数近似处理条件：

13180.8ci s w -==> 满足近似条件。

5.计算调节器的电阻和电容

由图7，按所用运放取R0=40K Ω，各电阻电容值为：

R29=R30=R31=R32=R0/2=20k

0 1.352i i R K R =?=?40KΩ=KΩ, 取52K Ω。

0.030.5752000

i i i C uF R τ=

==，取0.57uF 0440.002

0.240000

oi oi T C uF R ?=

==，取0.2uF 3.2 转速调节器设计

1.确定时间常数

（1）转速反馈系数: *8

0.0053min/1500

n N U V r n α==≈

（2）电流环等效时间常数:1/I K =2 i T ∑=2 ?0.0037s=0.0074s 。 （3）转速滤波时间常数0.01on T s =。

（4）转速环小时间常数。按小时间常数近似处理，取

1

0.00740.010.0174n on I

T T s s s K ∑=

+=+= 2.选择转速调节器结构

按照设计要求，选用PI 调节器。 3.计算转速调节器参数 转速微分时间常数：

按随动性和抗干扰性能较好的原则，取h=5,则ACR 的超前时间常数为：

50.01740.087n n hT s s ∑τ==?=

则转速环开环增益为：

22

2216396.422N n h K s s h T --22

∑+=

==?5?0.0174

ASR 的比例系数为：

(1)61222e m n n h C T K h RT ∑+β?0.039?0.132?0.18

=

==α?5?0.0053?0.5?0.0174

设计要求无超调，则微分时间常数为：

424151

dn n h T s s h ∑+?5+2

τ=

=?0.0174=0.0638++ 4.检验近似条件

转速环的截至频率为：111

396.40.08734.5cn N n Kn

w K s s w --=

=τ=?= （1）电流环传递函数简化条件为：

1

1163.73cn s w --==> 满足简化条件。

（2）转速环小时间常数近似处理条件：

1

1138.73cn s w --==> 满足近似条件。 5.计算调节器电阻电容

由图7，按所用运放取R0=40K Ω，各电阻电容值为：

R25=R26=R27=R28=R0/2=20k

012480n n R K R =?=?40KΩ=KΩ, 取480K Ω。

0.0870.18480000n n n s

C uF R τ=

==Ω

，取0.2uF 0440.01140000on on T s

C uF R ?=

==Ω

，取1uF 00.0638 1.59540K

dn dn s C uF R τ=

=?1000=Ω，取1.6uF 0.01 6.251.6odn on dn dn dn T T s

R C C uF

=

==?1000=KΩ, 取6.2K Ω。