小功率调频发射机电路的设计

信息职业技术学院

毕业设计说明书(论文)

设计(论文)题目: 小功率调频发射机

电路的设计

专业: 通信技术

班级:

学号:

姓名:

指导教师:

二ΟΟ八年十二月三十日

息职业技术学院毕业设计（论文）任务书

备注：任务书由指导教师填写，一式二份。其中学生一份，指导教师一份。

目录

摘要 0

第1章绪论 (1)

第2章方案设计 (2)

方案比较与论证 (2)

方案选择 (2)

第3章单元电路设计 (4)

功率激励与末级功放电路设计 (4)

末级功放电路设计 (4)

激励级宽带功放电路设计 (7)

缓冲隔离级电路设计 (9)

LC调频振荡器设计 (11)

间接调频电路设计 (11)

LC振荡器的设计 (13)

总结 (15)

致谢 (16)

参考文献 (17)

附录1 总电路原理图 (18)

附录2 元器件明细表 (19)

摘要

在无线电通讯和广播中，需要传送由语言、音乐、文字、图像等转换成的电信号。由于这些信号频率比较低，根据电磁理论，低频信号不能直接以电磁波的形式有效地从天线上发射出去。因此，在发送端须采用调制的方式，将低频信号加到高频信号之上，然后将这种带有低频信号的高频信号发射出去，在接收端则把带有这种低频信号的高频信号接收下来，经过频率变换和相应的解调方式"检出"原来的低频信号，从而达到通讯和广播的目的。

本设计针对小功率调频发射机进行设计，它主要有调频振荡、缓冲隔离、功率激励和末级功放各部分电路组成。最主要将调制信号进行调制后，振荡信号随着调制信号的变化而产生变化，振荡级将产生5MHz的工作频率，功率激励即对电压进行放大，末级功放将工作在丙类状态ηA>50%，最后将对信号由天线发射出去。

关键词发射机；调频；无线话筒

第1章绪论

无线电技术诞生以来，信息传输和信息处理始终是其主要任务。要将无线电信号有效地发射出去，天线的尺寸必须和电信号的波长为同一数量级，为了有效地进行传输。必须将携带信息的低频电信号调制到几十MHz至几百MHz以上的高频振荡信号上，再经天线发送出去，调频是信号发射必不可少的一个环节。调频发射机目前处于快速发展之中，在很多领域都有了很广泛的应用，可以用于演讲、教学、玩具、防盗监控等诸多领域。

低频小功率调频发射机是将待传送的音频信号通过一定的方式调制到高频载波信号上，放大到额定的功率，然后利用天线以电磁波的方式发射出去，覆盖一定的范围。随着器件技术的发展，调频发射机的体积越来越趋于微型化，工作电压越来越低，信号覆盖的范围越来越广。就目前接、发射技术来说，调频发射因为起得天独厚的性能优势，在接收机技术上可以有广阔的发展前景是因为发送信号的频率比较高，那么如何能够最大限度的减少干扰，如何把这种信号很好的解出来，这成了调频技术的一种考验。本文主要就是研究利用频率调制技术调制高频信号，并把它发送出去。

第2章方案设计

方案比较与论证

无线调频话筒的设计中在LC振荡调频电路中其采用的调频方法有两种：一种是直接调频；另一种是间接调频。

方案一：直接调频。这种方法一般采用调制电压直接控制振荡器的振荡频率，振荡频率f(t)按调制电压规律变化。在此设计的电路中被控制的是LC振荡器，则只需要控制振荡回路的某个元件（L或C），使其参数随调制电压变化，就可以达到直接调频的目的。此种方法电路简单、性能良好，是目前广泛采用的调频电路之一。但这种方法的缺点是频率稳定度差，在许多场合须对载频采取稳频措施或者对晶体振荡器进行直接调频。

方案二：间接调频。这种方法是将调制信号积分，然后对载波进行调相，间接调频时，调制器与振荡器是分开的，因此对振荡器影响小，其频率稳定度高。在设计中若载频不稳，则有可能使调频信号的频谱落到接收机通带外，因此对于调频电路不仅要满足一定频偏要求，而且振荡频率必须保持足够高的频率稳定度。

方案选择

本设计采用的是间接调频，这样易于保持中心频率的稳定度，虽然间接调频不易获得最大频偏但是在设计中采用的是三级单回路变容管调相电路，这样既可以保持中心频率又可以获得最大频偏。

由于本设计要求的发射功率P A不大，工作中心频率f0也不高，因此，晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大，整机电路设计的框图如图2-1所示。

各组成部分的功能如下：

1．LC调频振荡器：产生频率f0＝5MHz的高频振荡信号，变容二极管线性调频，最大频偏Δf m＝10kHz，整个发射机的频率稳定度由该级决定。

2．缓冲隔离级：将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时，为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级，缓冲隔离级电路采用射极跟随器电路。

3．功率激励级：为末级功放提供激励功率，如果发射功率不大，且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求，功率激励级可以省去。

4．末级功放：将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满足要求的发射功率。如果要求整机效率较高应采用丙类功率放大器，若整机效率要求不高如ηA<50%波形失真要求较小时可以采用甲类功率放大器，但是本题要求故ηA>50%选用丙类功率放大器较好。

第3章 单元电路设计

功率激励与末级功放电路设计

发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激，因此要根据发射机的各组成部分的作用，适当合理的分配功率增益。本设计中，功率增益的具体分配如图2-1所示。

如果调频振荡器的输出比较稳定，又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器，缓冲级可以不分配功率。功率激励与末级功放电路如图3-1所示。

L5

v

末级功放电路设计

1．基本关系式

末级功放采用丙类功率放大器，其电路原理如图3-1所示。丙类功率放大器的基极偏置电压-V BE 是利用发射机电流的分量I eo 在射极电阻R 21上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi 为正弦波时，集电极的输出电流i C 为余弦脉冲波。利用谐振回路LC 的选频作用可输出基波谐振电压u C 、电流i C1。

(1)集电极基波电压的振幅

P cm cm R I U 1=

式中，I cm 1为集电极基波电流的振幅；R P 为集电极负载阻抗。

(2)输出功率P O

()P cm cm cm R U I U Po 2/2

1== （3-1）

(3)直流功率P V

co cc V I V P =

(4)集电极耗散功率P T

Po P P V T -=

(5)集电极的效率η

V P Po /=η

(6)集电极电流分解系数()θα

()max /cm cmn n i I =θα

(7)导通角θ

bm

BB on U V U -=

θcos （θ一般取o

o 8060-）

2．确定丙类放大器的工作状态

为了获得较高的效率η和最大的输出功率P o ，选丙类放大器的工作状态为临界状态，οθ70=，功放管为3DA1。3DA1的参数如表3-1所示。

表3-1 3DA1参数表

(1)最佳匹配负载R P =Ω

()Ω=?-=-=25.1105

.025.1122)(2

2Po V V R CES cc P

由P o ==U cm 2/(2R P )可得： 集电极最大输出电压U cm =。 (2)集电极基波电流振幅：I cm1=

集电极电流最大值I cm =I cm1/α1(700)==。

(3)集电极电流直流分量I co =I cm ×α0(700)=×=，电源供给的直流功率Pv =V cc ×I co =。 (4)集电极的耗散功率P T =Pv -P o ==(小于P CM =1W) (5)总效率η=Po /Pv =500/=%

输入功率P i =25mW ，若设本级功率增益Ap =13dB(20倍)，则输入功率Pi =P o /Ap =25mW

(6)基极余弦脉冲电流的最大值I bm (设晶体管3DA1的β=10) I bm =I cm /β=

基极基波电流的振幅I bm 1=I bm α1(700)=×= 基极电流直流分量I b0=I bm α0(700)=×= 基极输入电压的振幅U bm =2Pi /I bm1= 丙类功放的输入阻抗

()()()

Ω=?-=-=

8644

.070cos 125

cos 1o

bb r Z

θαθ 3．计算谐振回路及耦合回路的参数

(1)输出变压器线圈匝数比N 5/N 3(解决最佳匹配负载问题)

68.0110

51

23

5

===

=P L cm

L O R R U R P N N 取N 5=2，N 3=3。

(2)谐振回路电容C 20=100PF 谐振回路电感L

())(

H C L μπ101010010514.321

f 21

12

6

20

20≈?????=

=

-

(3)输出变压器初级线圈总匝数比N =N 3+N 4

高频变压器及高频电感的磁芯应采用镍锌(NXO)铁氧体，而不能采用硅钢铁芯，因其在高频工作时铁损耗过大。NXO-100环形铁氧体作高频变压器磁芯时，工作频率可达十几兆赫兹。

若采用外径×内径×高度=Φ10m m ×Φ6mm ×Φ5mm 的NXO-100环来绕制输出耦合变压器，由公式（3-2）所示：

{}{}{}H N cm

l cm A L M

H μμπ

322/1042

-?= （3-2）

式中，μ=100H/m 为磁导率；N 为变压器初级线圈匝数；A=25mm 2为磁芯截面积；l =25mm 为平均磁路长度。

计算得N =8，则N 4=5或Oe R L

W N N L

?=

05

，则 9

2251

10528.650≈????=??=

N Oe R L

W N L

O e 取值2~10，上述公式(3-2)取2。

需要指出的是，变压器的匝数N 3、N 4、N 5的计算值只能作为参考值，由于分布参数的影响，与设计值可能相差较大。为调整方便，通常采用磁芯位置可调节的高频变压器。

4．基极偏置电路

发射极电阻R 21，由公式R 21=20Ω，bm

on U V U BB

-=

θcos 可得：

οθ70cos 3.57.0cos ?-=?-=bm on BB U U V

V R I V co BB 1.121-=?-= （3-3）

R 21=Ω，由公式(3-3)取标称值高频旁路电容C 18=，电容C 20=μF 5．元件清单

R 21=20Ω C 18= C 20=100pF L ≈10μH N 3=5，N 4=3，N 5=2 三极管为3DA1。

激励级宽带功放电路设计

利用宽带变压器作耦合回路的功率放大器称为宽带功率放大器，常见宽带变压器有用高频磁心绕制的高频变压器和传输线变压器。宽带功率一般不需要调谐回路，可在很宽的频率范围内获得线性放大，但功率η较低，一般只有20%左右。它通常作为发射机的中间级，以提供较大的功率激励。

功率激励级功放管为3DG130。3DG130的参数如表3-2所示。

表3-2 3DG130参数表

(1)有效输出功率P H 与输出电阻R H

宽带功率放大器的输出功率P H 应等于下级丙类功放的输入功率Pi =25mW 其输出负载R H 等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi |=86Ω即P H =25mW ，R H =86Ω。 (2)实际输出功率P o ，设高频变压器的效率η=80%，则P o=P H /η=

(3)集电极电压振幅U cm 与等效负载电阻R H 。若取功放的静态电流I CQ =I cm =7mA ，则U cm =2P o /I CQ =2P o /I cm =

Ω≈Ω=='k P Ucm R H

3.15.127520

2

约为Ω

(4)高频变压器匝数比N 1/N 2

32

1

='=H

H

R R N N η

取变压器次级线圈匝数N 2=2，则初级线圈匝数N 1=6。 (5)发射极直流负反馈电阻R 20

Ω=--=--=

86.35276.093.81220mA

V

I V Ucm Vcc R CQ CES 取标称值360Ω

(6)功放输入功率P i

本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益A P =13dB(20倍)，则输入功率

mW A p P P O i 56.1/==

(7)功放输入阻抗R i

交负交负R R r R bb i ?+=+≈3025β(取r bb =25Ω β=30)

若取交流负反馈电阻为10Ω，则R i =325Ω (8)本级输入电压振幅U im

V P R U i i im 0.11056.1325223≈???=

=

-

2．计算电路静态工作点 (1)V BQ 、I BQ

V R I V CQ EQ 47.286.352310713=?-?==

V V V EQ BQ 17.37.0=+= mA I I CQ BQ 23.030/7===

(2)R 17、R 18 (I 1=5~10倍I BQ )

若取基极偏置电路的电流I 1=5I BQ =5×=，则

Ω≈=

=

k mA

V

I V R BQ

BQ 75.215.117.3518

取标称值R 18=3kΩ。

Ω≈-=

-=

k mA

V

I V Vcc R BQ

56.715.117.3121

17

为了调节电路的静态工作点，R 17可由标称值为Ω的电阻与10kΩ的电位器组成。 (3)高频旁路电容C 17=，输入耦合电容C 12=。

此外，还可以在直流电源V CC 支路上加高频电源去耦合滤波网络，通常采用LC 的Π型低通滤波器。电容可取μF ，电感可取47μH 的色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级与负载之间插入LC 滤波器，以改善负载输出波形。

3．元件清单

C 17=μF C 12=μF R 18=3K Ω R 交负=10Ω N 1=6，N 2=2 R 20=360Ω 三极管为3DG130

缓冲隔离级电路设计

从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽可能从低阻抗点取出信号，并加入隔离缓冲级如射极输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度的影响。

射极输出器的特点是输入阻抗高，输出阻抗低，电压放大倍数接近于1。 由于待传输信号是高频调频波，主要考虑的是输入抗高，传输系数大且工作稳定。选择电路的固定分压偏置与自给偏压相结合，具有稳定工作点特点的偏置电路。如图3-2所示。射极加R 16可改变输入阻抗。

图3-2 射级输出电路

射级输出器具有输入阻抗高，输出阻抗低，电压放大倍数近似等于1的特点。晶

体管的静态工作点，一般取V CEQ =1/2V CC ，I CQ =(3~10)mA 。

对于图3-2所示电路：

1．已知Vcc =+12V ，负载电阻R L =325Ω(宽带放大器输入电阻)，输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即U om =，晶体管为3DG100（3DG6）。3DG100的参数如表3-3所示。

表3-3 DG100参数表

P CM I CM V CES h fe f T A P 100mW

30mA

30~200

≥150MHz

β0CEQ =，I CQ =(3~10)mA 。

(1)根据已知条件选取I CQ =4mA ，V CEQ =×Vcc =6V ，则

Ω=-=

-=

=

+k mA

V

I V Vcc I V R R CQ

CEQ

CQ

EQ 5.146121615

(2)R 15、R 16：取R 15=1kΩ，R 16为1kΩ的电位器。 (3)R 13、R 14 V EQ = V BQ =V EQ += I BQ =I CQ /β0=

Ω≈=

k I V R BQ

BQ 101014

取标称值R 14=10kΩ

Ω=-=

k I V V R BQ

BQ cc 95.71013

取标称值R 13=8kΩ (4)输入电阻R i

若忽略晶体管基取体电阻的影响，有

)()]([Ω≈+=k R R R R R R 63.318161514

13β（R 18=325） （3-4）

(5)输入电压U im

V

P R U i i im 37.31056.136302213≈???=

=

-

（3-5） (6)耦合电容C 12、C 16

为了减小射极跟随器对前一级电路的影响，C 12的值不能过大，一般为数十pF ，

这里取C12=20PF、C16=μF

2．元件清单

C12=20PF C16=μF R13=8kΩ R14=10kΩR15=1kΩ R16为1kΩ的电位器三级管为3DG100

LC调频振荡器设计

调频振荡电路的作用是产生频率f0=5MHz的高频振荡信号。变容二极管为线性调频，最大频偏Δf m＝10kHz。发射机的频率稳定度由该级决定，调频振荡器电路如图3-3所示。

图3-3调频振荡电路

间接调频电路设计

1．间接调频方框图

图3-4 间接调频方框图

间接调频是对调制信号u Ω进行积分，再加到调相器对载波信号调相，从而完成调频。间接调频电路方框图如图3-4所示。

2．变容管调相电路

设调制信号t u u m Ω=ΩΩcos 经积分后得

()t u k

dt t u k

u ＇m

ΩΩ

==ΩΩΩ?

sin （3-6） 式（3-6）中，k 为积分增益。用积分后的调制信号对载波()t u t u c cm c ωcos =进行调相，则得

()()()t m t U t u k

k t u t u f c cm m

p c cm Ω+=ΩΩ

+=Ωsin cos sin cos ωω （3-7）

Ω

=

Ωm

f f U k m ，k k k p =

上式（3-7）中与调频波表示式完全相同。由此可见，实现间接调频的关键电路是调相。

本次设计采用的是变容二极管调相电路，电路如图3-5所示。

u u

图3-5 变容二极管调相电路

图中，L 与变容二极管结电容Cj 构成并联谐振回路；载波电压u c (t)经R 1后作为电流源输入；调制信号u Ω经耦合电容C 3加到R 3、C 4组成的积分电路，因此加到变容二极管的调制信号为u'Ω，使变容二极管的电容Cj 随调制信号积分电压的变化而变化，从而使谐振回路的谐振频率随调制信号积分电压的变化而变化。它使固定频率的高频载波电流在流过谐振频率变化的振荡回路时，由于失谐而产生相移，从而产生高频调相信号电压输出，从而实现调相。合理的选择变容二极管和调整电路参数，可将相位变化与调制信号成线性关系。如果将调制信号先经过积分电路后再输入，即加到变容二极管上的电压为∫u Ω(t)dt ，则输出的调相电压的相移与∫u Ω(t)dt 成线性关系，

而频率与调制信号成线性关系，这就实现了间接调频。

3．三级单回路变容管调相电路

图3-6实际间接调频电路图（三级单回路变容管调相电路）由于回路产生的相移按输入调制信号的规律变化，若调制信号在积分后输入，则输出调相波的相位偏移与被积分的调制信号呈线性关系，其频率与积分前的信号亦成线性关系。由于回路相移特性线性范围不大，因此图3-5单回路变容管调相电路得到的频偏是不大的，必须采取扩大频偏措施除了用倍频方法增大频偏外，还应改进调相电路本身。在此设计中由于要求要有足够大的频偏，为了得以实现在调频中采用的是如图3-6所用的为三级单振荡回路组成的调相电路。

LC振荡器的设计

主要技术指标：工作中心频率：f0=5MHz；

最大频偏：Δf m＝10kHz；

频率稳定度：Δf m／f0≤5×10－4／小时

1．电路形式，设置静态工作点

本设计对频率稳定度Δf／f0要求不是很高，故选用图3-3所示的改进型电容三点式振荡器与三级单回路变容二极管调频电路。

2．三点式振荡器设计：基极偏置电路元件R1、R2、R3、R4、C1的计算

图中，晶体管T1与C2、C3、C4、C5、C j、L1组成改进型电容三点式振荡器，T1为共基组态，C1为基级耦合电容。其静态工作点由R1、R2、R3、R4共同决定。晶体管T1选择3DG100，其参数见表3-3所示。

小功率振荡器的集电极静态工作电流I CQ 一般为(1~4)mA 。I CQ 偏大，振荡幅度增加，但波形失真严重，频率稳定性降低。I CQ 偏小对应放大倍数减小，起振困难。为了使电路工作稳定，振荡器的静态工作点取I CQ =2mA ，测得三极管的β=60。

mA R R R R V V I CEQ cc CQ 26

124

34

3=+-=

+-=

由R 3+R 4=3kΩ，为了提高电路的稳定性，R 4的值可适当增大，取R 4=1kΩ，则R 3=2kΩ。

V k mA R I V V V CQ BE BQ EQ 2124=Ω?=≈-=

V V R R R Vcc R R R V EQ BQ 7.27.0122

12

212=+=+=+=

A mA I I CQ BQ μβ3.3360/2/===

为了提高电路的稳定性，取流过电阻R 2上的电流

mA I I BQ 33.0102==

Ω==

≈

k mA

V

I V R BQ 18.833.07.22

2

取标称值R 2=Ω 根据公式（3-8）所示：

Vcc R R R V BB ?+=

212则 ()Ω=?-=k R V V R BQ

cc

2.28211 （3-8）

得R 1=Ω实际运用时R 1取20kΩ电阻与47kΩ电位器串联，以便调整静态工作点。 C 1为基极旁路电容，可取C 1=μF 。C 8=μF ，输出耦合电容。

总结

通过将近两个月的毕业设计，这是我三年大学以来最重要的环节，是我们对所学专业知识的一次实践运用。在这次的毕业设计中我由最初的选题到由各自到网上或者图书馆查找一些有关于课题设计方面的一些资料，这些都让我学到很多。

在此次的设计中，我设计的是小功率调频发射机，之所以会选择这个课题我觉得它在我们的日常生活中比较实用，较贴近生活中，这样对我理解这个课题的设计是比较有用的。在老师的耐心指导下，我通过对各单元电路的分析及设计，每一个过程都是对自己能力的一次检验和充实。通过这次的设计我了解并掌握了无线调频话筒的工作原理，熟悉它设计的每一个步骤，这样不仅对我所学知识的一次应用同时也是我自己的一次锻炼机会。

通过这次的毕业设计我知道在平时的知识积累是多么的重要，因为在这次的设计中差不多的内容都是我们以前所接触过的。毕业设计不仅仅是对知识的一次实践应用也是对我们知识的一次复习，在由最初的设计到最后的排版都是对我们的一次锻炼，因为这些细小的情节我们在平时是很少接触到的，只有通过自己的实际应用才能掌握的更好，我很高兴能有这次做毕业设计的机会这是对我能力的一次证明。

致谢

在这次的设计中我非常感谢我的指导老师和我的同学，在设计中我遇到不少问题，都是在他们的耐心讲解和交流下我才能得以顺利完成！通过这次毕业设计我收获到很多，比如学会了如何查找相关资料的标准，分析数据，同时也提高了自己的绘图能力，懂得了许多经验公式的获得是前人不懈努力的结果。我很高兴能有这次毕业设计的机会，它是对我们设计能力的一次证明！同时也对以后工作打下一定的基础。

在这次设计中我学会了基本的排版要求，并更加熟悉Protel程序的绘图，这些都让我学到不少。我很高兴能有这次机会让我锻炼自己的能力，让我在这次设计中学到不少知识，这些都不仅仅是课本上原理知识的巩固，同时提高了我的知识面。这对我以后的工作奠定了一定的基础。