基于混合逻辑动态模型的三相逆变电路有限控制集模型预测控制策略

第38卷第2期电网技术V ol. 38 No. 2 2014年2月Power System Technology Feb. 2014 文章编号：1000-3673（2014）02-0375-06 中图分类号：TM 721 文献标志码：A 学科代码：470·4051

基于混合逻辑动态模型的三相逆变电路

有限控制集模型预测控制策略

李宁，李颖晖，韩建定，朱喜华

（空军工程大学航空航天工程学院，陕西省西安市710038）

FCS-MPC Strategy for Inverters Based on MLD Model

LI Ning, LI Yinghui, HAN Jianding, ZHU Xihua

(Aeronautics and Astronautics Engineering Institute, Air Force Engineering University, Xi’an 710038, Shaanxi Province, China)

ABSTRACT: Since the conventional switch function model of inverters can only describe the controlled transition, while ignore the conditional transition of inverters, this study builds a mixed logical dynamical (MLD) model for inverters and treats it as a predictive model to work out a finite control set model predictive control (FCS-MPC) strategy for inverters. The FCS-MPC strategy takes full account of the discreteness of inverters, and selects the switch state that minimizes the objective function as the control signal for inverters to control the output voltage, which simplifies the optimization of MPC without any modulators. In addition, a load current observer is designed based on the full state observer, which enhances the robust of the controller. The simulation and test results validate the proposed method.

KEY WORDS:inverter; mixed logical dynamical model; model predictive control; observer; finite control set model predictive control

摘要：逆变电路传统开关函数模型只能描述电路的控制变迁而忽略了电路的条件变迁，为此，建立了三相逆变电路混合逻辑动态(mixed logical dynamical，MLD)模型。在此基础上，将其作为预测模型，提出了电路的有限控制集模型预测控制(finite control set model predictive control，FCS-MPC)策略。FCS-MPC充分考虑了电路的离散特性，选择有限控制集中使目标函数值最小的开关状态作为电路开关管的控制信号，从而控制电路的输出电压，无需任何调制器，可简化MPC 的优化问题。此外，基于全维状态观测器设计了电路负载电流观测器，增强了控制器的鲁棒性。仿真和实验结果验证了所提方法的有效性。

关键词：逆变电路；混合逻辑动态模型；模型预测控制；状态观测器；有限控制集模型预测控制

DOI：10.13335/j.1000-3673.pst.2014.02.016

基金项目：国家自然科学基金项目(61074007)；陕西省自然科学基金资助项目(2012JM8016)。

Project Supported by National Natural Science Foundation of China (61074007). 0 引言

带输出LC滤波器的逆变电路被广泛应用于分布式发电、储能系统及不间断电源，这些系统对电路输出电压及总谐波含量具有较高要求[1-3]，电路准确的数学模型是实现精确控制的关键。由于逆变电路是一种典型的混杂系统[4-5]，而混合逻辑动态(mixed logical dynamical，MLD)建模作为混杂系统建模方法中的一种，是将系统整个当作一个微分方程组来处理，离散事件以条件的方式嵌入微分方程组中，兼顾了电路的控制变迁和条件变迁，因而可以用MLD建模来建立逆变电路精确的数学模型，并将其用于电路的控制。

近年来，MPC由于具有快速的动态响应特性而被大量用于电力电子电路的控制。文献[6]建立了单相逆变电路的一种混杂模型，并基于此模型研究了电路的MPC，有效降低了输出电压的总谐波含量。文献[7-8]研究了DC-DC变换器基于MLD模型的MPC，降低了混合整数二次规划(mixed integer quadratic programming，MIQP)问题的求解难度。文献[9-10]在建立对象混杂模型的基础上研究了三相电机驱动系统MPC，提出了一种求解MIQP问题的改进方法。MPC能够充分考虑系统的约束条件和非线性因素，并且可以通过改变目标函数的形式、范数、权数和变量个数来达到控制要求[11]。但为了提高控制精度，将MLD模型作为MPC的预测模型将面临MIQP的求解问题，目前已有大量文献[12-14]对MIQP 的求解算法进行了研究。而对于电力电子电路，由于开关频率较大，要求系统具有很小的采样周期，要在极短的采样周期内求解MIQP问题具有很大的困难，这是电力电子电路基于MLD模型设计在线MPC所面临的最大障碍。

376 李宁等：基于混合逻辑动态模型的三相逆变电路有限控制集模型预测控制策略 V ol. 38 No. 2

本文以带输出LC 滤波器的三相逆变电路为例，研究了基于MLD 模型的FCS-MPC 策略，在每个采样时刻，通过预测下一时刻输出电压值，选择使目标函数值最小的开关状态作为电路输入，无需任何控制环和调制器，避免了求解MIQP 问题。

1 电路的数学模型

1.1 MLD 预测模型

图1为本文所要研究的带输出LC 滤波器的三相逆变电路拓扑结构，设定电路开关管S a1~S a6的控制信号为s 1~s 6(控制信号为1时表示开关管导通，0表示关断)。图1中：U dc 为直流电源电压；L 为滤波电感；i f 为电感电流；C 为滤波电容；i c 为电容电流；i 0为输出电流。

图1 电路拓扑结构

Fig. 1 Inverter topological structure

引入逻辑运算符，“ú表示析取”、“ù表示合取”、“-表示取非”、“?表示等价”

[15]

，以电路a

臂(b 、c 两臂类似)为例，定义电流i a 流入滤波电感的方向为正，将离散事件i a >0和i a <0分别用逻辑变量s a =1和s a =0表示，有

a a a

a [1][0]

[0][0]i i s s =?>ì?í

=?

14a 14a 14a a01

4a 14a 14a a0dc [0,1,1][0,0,1] [0,1,0][0]

[1,0,1][0,0,0] [1,0,0][]s s s s s s u s s s s s s u V s s s s s s ===ú===úì?

===?=?í

===ú===ú??===?=?

(2) 式中u a0为电路a 点与0点位点0之间的电压。 由上述逻辑关系得电压u a0的数学描述为

a0dc 411a ()u U s s s s =+ (3)

式中上标-表示对逻辑变量取非。

同理可以得到电压u b0、u c0的数学描述，结合式(3)表示为

a0dc 411a b0dc 633b c0

dc 255c ()()()

u U s s s u U s s s u U s s s s s s =+ì?

=+í?=+? (4) 考虑到电压u a0、u b0、u c0与u an 、u bn 、u cn (u an 、

u bn 、u cn 分别表示电路a 、b 、c 三点与电路中性点n 点之间的电压)存在如下关系：

an a0n0bn b0n0cn

c0n0u u u u u u u u u

=-ì?

=-í?=-? (5) u n0表示电路中性点n 与零电位点0之间的电压。

n0a0b0c0(1/3)()u u u u =++ (6)

结合式(5)(6)可得

an a0b0c0bn a0b0c0cn a0b0c0(1/3)(2)

(1/3)(2)(1/3)(2)

u u u u u u u u u u u u =--ì?

=-+-í?

=--+? (7) 将式(7)转换为空间向量形式，得

2n an bn cn (2/3)()u u u u a a =++ (8)

式中()j 2/3=e a p 。

同理，利用向量概念，将电路三相的电感电流i af 、i bf 、i cf ，电容电压u ac 、u bc 、u cc ，输出电流i a0、

i b0、i c0分别表示为空间向量的形式，即

2f af bf cf 2

c ac bc cc 20

a0b0c0(2/3)()(2/3)()(2/3)()

i i i i u u u u i i i i a a a a a a ì=++?=++í?=++? (9) 从而，将电路的电感动态特性以向量形式表示为

f

n c d (1/)()d i L u u t

=- (10) 电容动态特性的向量表达式为

c

f 0d (1/)()d u C i i t

=- (11) 结合式(10)(11)，可得电路的MLD 模型的向量表达式为

1n 20u i =++ìí

=?

&x

Ax B B y Cx (12) 式中：f c i u éù=êú??x ；1010L C éù-êú

=êúêúêú??

A ；110L éùêú=êú??

B ；

201C éù

êú=êú-êú??

B ；[01]=

C 。

将式(12)离散化可得到电路的MLD 预测模型

*1n 20(1)()()()

()()k k u k i k k k **

ì+=++?í

=??

x A x B B y Cx (13) 式中：A *、B 1*、B 2*表示系统离散化后的系数矩阵，

s *e T =A A ，s

110

e d T t t *=òA B B ，s

220

e d T t t *

=òA B B ；T s

为采样周期。

第38卷 第2期 电 网 技 术 377

1.2 参考输出的预测模型

根据预测控制的基本原理，为使系统实际输出能够准确、快速地跟踪参考输出，系统k +1时刻的参考输出与预测输出误差就要尽可能地趋近于0，其中预测输出由式(13)得到，而k +1时刻的参考输出主要由以下2种方法求解[16]：

1）利用线性拉格朗日外推公式，得到系统k +1时刻的参考输出。

c c c (1)3(1)2(2)u k u k u k ***+=--- (14)

2）二阶拉格朗日外推法，本文将此方法作为参考输出的预测模型。

c c c c (1)3()3(1)(2)u k u k u k u k ****

+=--+- (15)

2 负载电流观测器的设计

为利用式(13)预测电路的输出，还需要知道电路的输出电流i 0，但i 0通常不便于测量，一种简单的方法是通过测量滤波电流和输出电压来估计输出电流，即

0f s C C (1)(1)(/)(()(1))i k i k C T U k U k -=----(16) 式中U C (k )为k 时刻电容电压。

但利用(16)式进行估计，估计结果对测量噪声特别敏感，因为它是基于输出电压的导数，因此文章设计了一种全维状态观测器用于估计输出电流i 0。

21n

000000[0]u i i i ìéùéùéùéù=+?êúêúêúêú?êúêúêúê

ú?????????í

éù?

=êú

?êú????

&&x x A B B x y C (17) 设计全维状态观测器估计系统的状态向量[x i 0]T ，则

21n 000?d ?d ?()??000d d ??0?t u J i i t i ìéù?êúéùéùéù?êú=++-êúêúêú?êú???????

íêú??

?

?éù=?êú????

[]x

x A B B y y x

y C (18) 式中：J 为观测器系数；上标^表示估计值。 将式(18)整理得

n obs 100?d ?d [0]???d d u t J i i t éùêúéùéù

=+êúêúêúêú????

êú??x x A B x (19)

式中2obs 00J éù

=-êú??

A B A C 。 观测器输出为输出电流的估计值，即

00??[001]?i i éù=êú??

x (20)

由此可见，通过测量滤波电流i f ，输出电压u c

以及中性点电压u n ，由式(19)(20)即可得到输出电

流i o 的估计值0?i

。 3 有限控制集模型预测控制策略

3.1 目标函数的选取

将MPC 用于逆变电路的控制，其重要优势是：能够充分考虑控制过程中电路的约束条件、非线性特性，将电路期望的控制参数(如电路输出电压、输出电流或开关频率等)以目标函数的形式表示，通过优化目标函数达到控制目标[17-18]。

由于逆变电路只有8种不同的电压矢量，文章利用这一特征设计了电路在线有限控制集模型预测控制(finite control set model predictive control ，FCS-MPC)策略。为选出最优的电压矢量作为电路的控制，分别计算8种矢量的u c (k +1)，并比较目标函数值，选择使目标函数值最小的矢量作为电路的控制。

本文以控制输出电压为例，选择目标函数为

22cαcαcβcβ()()g u u u u **=-+- (21)

式中：cαu *、cβu *

为参考输出电压的实部和虚部；u cα、

u cβ为预测电压的实部和虚部。 3.2 控制策略的系统结构

图2为FCS-MPC 策略框图，应用电路是图1所示的带输出LC 滤波器的三相逆变电路拓扑。其中，S a 、S b 、S c 分别为逆变电路a 、b 、c 三臂的控制信号，其与功率管S a1~S a6的控制信号s 1~s 6之间的关系为

1a 4a

3b 6b 5

c 2c ,,,s S s S s S s S s S s S

ì==?

==í?==? (22) 图2控制框图实现的重要功能如下：1）参考

图2 FCS-MPC 策略框图 Fig. 2 Block diagram of FCS-MPC

378 李宁等：基于混合逻辑动态模型的三相逆变电路有限控制集模型预测控制策略V ol. 38 No. 2

输出预测模块由式(15)预测k+1时刻电路的参考输出电压，并将其送入目标函数模块。2）负载电流估计模块根据式(18)(19)输出负载电流估计值。3）预测模块由式(13)预测k+1时刻电路的输出电压。4）目标函数模块根据k+1时刻电路的参考输出电压和预测输出电压值，选择使式(20)最小的开关模式用于电路的控制。

3.3 控制流程

控制流程如图3所示。首先采集k时刻电路的参数，包括输出电压u c、滤波电流i f、中性点电压u n及参考输出电压u c*(k)，并对负载电流进行估计；给目标函数g赋予一个初始值g初始，j=0,1,2, (7)

表电路的8种开关矢量，比较不同开关矢量的目标函数值，其中g(j)为第j个开关矢量所对应的目标函数值，选取最小目标数值对应的开关矢量S最优作为电路下一刻的输入，从而使电路输出电压的总谐波含量满足要求。

图3控制流程

Fig. 3 Flow chart of control

4 仿真与实验验证

利用图1所示逆变电路拓扑，基于Matlab/ Simulink对文章所提方法进行验证，仿真参数如下：U dc=270 V，滤波电感L=2 mH，滤波电容C=40 m F，采样周期为T s=10 m s，额定频率为400 Hz。

建立电路传统开关函数模型，并将其作为预测模型代替图2中的预测模块，按照图2中的FCS-MPC框图进行仿真，其结果如图4，其中R= 200 W，a相总谐波畸变率T HD=1.65%。图5为以MLD模型代替开关函数模型，将电路MLD模型作

-200

-100

100

200

t/s

输

出

电

压

/

V

图4基于开关函数模型的FCS-MPC的电路输出电压

Fig. 4 Inverter output voltage of FCS-MPC based on

switch function model

-200

-100

100

200

t/s

输

出

电

压

/

V

图5 基于MLD模型的FCS-MPC的电路输出电压

Fig. 5 Inverter output voltage of FCS-MPC based on

MLD model

为预测模型的控制结果，a相T HD=0.54%。由图4、5可见，MLD模型能够提高控制精度。将输出电压的参考值设为200 V，其控制结果如图6所示，a 相T HD=0.82%；可见，FCS-MPC策略能够较好地控制电路输出不同幅值的电压，从而满足不同场合的需要，因而该控制方法具有良好的通用性。当电路为阻感负载时，其中R=200 W，L=2.7 mH，控制效果如图7所示，a相T HD=0.59%；可见，FCS-MPC 策略在非线性负载条件下性能良好，从而证明了该控制策略具有实际应用价值。

-300

-100

100

300

t/s

输

出

电

压

/

V

图6输出电压参考值为200 V的控制效果

Fig. 6 Control results when the output voltage

reference value is 200 V

负载电流观测器的估计值与电路实际值的相量图如图8所示，其中，i a、i b纵坐标分别表示电路负载电流矢量的实部和虚部。可见，稳态时观测器能够很好地跟踪电路实际值。

电路从空载到满载的暂态特性如图9所示，0.002 s将200 W的电阻接入电路，从结果可以看

第38卷 第2期 电 网 技 术 379

-200

t /s

输出电压/V

-1000100200

图7 阻感负载的控制效果

Fig. 7 Control results with resistance and inductance load

-2

-1

0 1

2

--i b

i a

估计值

实际值

图8 负载电流观测器的估计值与实际值比较 Fig. 8 Comparison of estimated value of observer and

practical value

0.004 -250

-150-5050t /s 输出电压/V

0.010

0.002 0.006 0.008 150

图9 电路从空载到满载时的输出电压

Fig. 9 Output voltage of inverter from no-load to full-load 出，输出电压基本不受到负载变化的影响，满载后输出电压a 相T HD =0.74%。图10为0.005 s 电路负载从200 W 变为100 W 时，负载电流观测器的估计值与电路实际值的相量图，电路负载变化前后，观测器均能够很好地跟踪电路的实际值，具有很好的鲁棒性。

实验控制基于TMS320C6713，三相整流电路作为直流电源，流程如图3所示。滤波电感L =2 mH ，

-4

-4

i b

i a

-2

0 2 4

-2024估计值 实际值

图10 电路从空载到满载时观测器的性能

Fig. 10 Performance of observer from no-load to full-load

滤波电容C =40 m F ，采样周期为T s =10 m s 。实验结果见图11。图11(a)为稳态时输出电压波形，T HD = 2.44%；图11(b)为电路0.005 s 从空载到满载时输出电压的暂态特性，满载后T HD =2.56%；图11(c)为稳态时观测器的跟踪电路实际电流结果；图11(d)为负

载从200 W 变为100 W 时观测器的跟踪结果。

t (1 ms/格) 电压(50 V /格)

(a) 稳态输出电压

t (1 ms/格)

电压(50 V /格)

(b) 输出电压暂态特性

t (1 ms/格)

电流(0.5 A /格)

估 计 值

实际值

(c) 稳态时观测器跟踪结果

t (1 ms/格)

电流(0.5 A /格)

估计值

实际值

(d) 负载突变时观测器结果

图11 实验结果 Fig. 11 Test results

由图8、10、11可以看出，负载电流观测器的估计值与电路电流的实际值之间存在一定的误差；由图2可知，负载电流观测器的估计值作为预测模块的一个输入，其与实际值之间的误差将直接决定预测模块输出的准确性，从而影响控制效果，因而文章将从以下几个方面对其进行分析说明。

1）误差产生的原因：①采样单元的延迟会影响观测器输入的实时性；②电路模型的准确性；③用一个采样周期内状态变量的平均变化率代替其瞬时变化率。

2）误差的解决方法。通过对误差原因的分析，观测器误差虽然无法彻底消除，但可通过以下方法尽量减小：①建立电路准确的数学模型是减低误差的主要办法；②适当增大采样频率，而频率过大会

增加开关损耗，因此折衷的采样频率也可有效降低

估计误差。

3）误差的评估。由图2可知，估计误差直接

380 李宁等：基于混合逻辑动态模型的三相逆变电路有限控制集模型预测控制策略V ol. 38 No. 2

影响预测精度，而预测直接决定控制结果，因而本文采用输出电压总谐波畸变率作为估计误差的评估标准，根据相关标准，输出电压波形的总谐波畸变率不超过5%。

此外，由图5、9、11的结果可以看出，与仿真分析相比，在实验研究中电路输出电压波形的T HD 较大，文章对这一情况的原因及改善措施说明如下。

与仿真相比，实验中输出电压PHD较大的主要原因有：1）干扰。与仿真相比，实验中干扰明显增大，导致状态估计、预测模型的理论参数发生漂移，从而影响控制效果。2）测量。测量仪器本身的误差会给采样单元的输出数据造成较大的误差及延迟；而采样单元的误差经过状态估计模块、预测模块的放大，最后会反映在控制结果中。

改进措施有：1）改进实验设备；2）改善实验环境；3）反复多次调试，优化模型参数。随着实验室条件的不断完善，相信实验结果会得到不断的改进。

5 结论

本文分析建立了三相逆变电路的MLD模型，并将其作为电路的预测模型，为带输出LC滤波器的三相逆变电路研究了一种简单的FCS-MPC策略，使电路的输出电压具有较好的品质，并保证电路无论在线性负载还是非线性负载下均拥有良好的稳态和暂态特性。此外，考虑到负载电流不易于检测，基于全维状态观测器设计了负载电流的全维观测器，具有较强的鲁棒性，仿真和实验验证了控制策略的可行性和有效性。

参考文献

[1] Cortes P，Ortiz G，Y uz J L．Model predictive control of an inverter

with output LC filter for UPS application[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2009，56(6)：1875-1883．

[2] 王恒利，付立军，肖飞，等．三相逆变器不平衡负载条件下双环

控制策略[J]．电网技术，2013，37(2)：398-404．

Wang HengLi，Fu LiJun，Xiao Fei，et al．A double-loop control strategy for three-phase inverter with unbalanced load[J]．Power System Technology，2013，37(2)：398-404(in Chinese)．

[3] Carrasco J M，Franquelo L G，Bialasiewicz J T．Power-electronic system

for the grid integration of renewable energy sources：a survey[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2006，53(6)：1398-1409．[4] 郑雪生，李春文，戎袁杰．DC/AC变换器的混杂系统建模及预测

控制[J]．电工技术学报，2009，24(7)：87-92．

Zheng Xuesheng，Li Chunwen，Rong Y uanjie．Hybrid dynamic modeling and model predictive control for DC/AC converter[J]．Transactions of China Electrotechical Society，2009，24(7)：87-92(in Chinese)．

[5] 宋嘉婧，郭创新，张金江，等．山火条件下的架空输电线路停运

概率模型[J]．电网技术，2013，37(1)：100-105．

Song Jiajing，Guo Chuangxin，Zhang Jinjiang，et al．A probabilistic

model of overhead transmission line outage due to forest fire[J]．Power System Technology，2013，37(1)：100-105(in Chinese)．[6] Almer S，Mariethoz S，Morari M．Sampled data model predictive

control of a voltage source inverter for reduced harmonic distortion [J]．IEEE Transactions on Control Systems Technology，2012，20(8)：198-209．

[7] Hejri M，Giua A．Hybrid modeling and control of switching DC-DC

converter via MLD systems[C]//IEEE International Conference on Automation Science and Engineering Trieste．Trieste，Italy：IEEE，2011：714-719．

[8] Almer S，Mariethoz S，Morari M．Piecewise affine modeling and

control of a step-up DC-DC converter [C]//2010 American Control Conference Marriott Waterfront．Baltimore，MD，USA：2010 American Control Conference Marriott Waterfront，2010：3299-3304．[9] 周林，张林强，廖波，等．单相光伏逆变器控制技术研究[J]．电

网技术，2012，36 (9)：25-30．

Zhou Lin，Zhang Linqiang，Liao Bo，et al．Research on control strategy of single-phase photovoltaic inverter[J]．Power System Technology，2012，36(9)：25-30(in Chinese)．

[10] Papafotiou G，Geyer T，Morari M．A hybrid model predictive control

approach to the direct torque control problem of induction motors[J]．International Journal of Robust and Nonlinear Control，2007，44(10)：1572-1589．

[11] Cortes P，Kazmierkowski M P，Kennel R M．Predictive control in

power electronics and drives[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55(12)：4312-4324．

[12] 刘东冉，陈树勇，马敏，等．光伏发电系统模型综述[J]．电网技

术，2011，35 (8)：47-52．

Liu Dongran，Chen Shuyong，Ma Min，et al．A review on models for photovoltaic generation system[J]．Power System Technology，2011，35(8)：47-52(in Chinese)．

[13] Axehill D，Morari M．Improved complexity analysis of branch and

bound for hybrid MPC[C]//49th IEEE Conference on Decision and Control．USA：IEEE，2010：4216-4222．

[14] Bemporad A，Giorgetti N．Logic-based solution methods for optimal

control of hybrid system[J]．IEEE Transactions on Automatic Control，2006，51(6)：963-976．

[15] Sreekumar C，Vivek A．A hybrid control algorithm for voltage

regulation in DC-DC boost converter[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2008，55(6)：2530-2538．

[16] Baek Y，Lee K J，Hyun D S．Improved predictive current control for grid

connected inverter applications with parameter estimation[J]．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2009，56(6)：1-6．

[17] 王宝诚，郭小强，梅强，等．三相并网逆变器脱网运行电压控制

技术[J]．电网技术，2011，35(7)：91-95．

Wang Baocheng，Guo Xiaoqiang，Mei Qiang，et al．Intentional islanding voltage control for three-phase grid-connected inverters[J]．Power System Technology，2011，35(7)：91-95(in Chinese)．[18] Cortes P，Rodriguez J，Quevedo D E．Predictive current control

strategy with imposed load current spectrum[J]．IEEE Trans on Power Electron，2008，23(2)：612-618．

收稿日期：2013-08-28。

作者简介：

李宁(1985)，男，博士研究生，从事电路拓扑及

控制研究，E-mail：dorisyu423@https://www.360docs.net/doc/376087360.html,；

李颖晖(1966)，女，博士生导师，首批空军高层

次科技人才，享受军队高科技人才津贴，从事电力

电子技术及其控制研究。

李宁

（责任编辑徐梅）

基于混合逻辑动态模型的三相逆变电路有限控制集模型预测控制策略

作者：李宁， 李颖晖， 韩建定， 朱喜华， LI Ning， LI Yinghui， HAN Jianding， ZHU Xihua 作者单位：空军工程大学航空航天工程学院,陕西省西安市,710038

刊名：

电网技术

英文刊名：Power System Technology

年，卷(期)：2014(2)

本文链接：https://www.360docs.net/doc/376087360.html,/Periodical_dwjs201402016.aspx