在ADS中进行雷达瞬时测频仿真
使用ADS 软件软件进行雷达瞬时测频仿真进行雷达瞬时测频仿真
（IFM—Instantaneous Frequency Measurement ）
在现代电子战中，非常重要的任务之一就是快速侦测敌方雷达参数。在雷达的各种特征参数中频率参数是最重要的参数之一。雷达的频率参数包括载波频率、频谱和多普勒频率等。本文讨论了使用安捷伦ADS 软件利用比相法对雷达信号载波频率的测量。其中包括使用微波鉴相法测频和数字测频法的基本原理、在ADS 软件中原理图实现和仿真结果。
微波鉴相法瞬时测频接收机
微波鉴相法的基本原理可以参加参考文献[1]。
下图给出了在ADS 软件中实现的由功率分配器、延时线、90°电桥和混频器组成的鉴相器。
我们来分别分析各个节点的电压： t
j e
A Vin ??=ω
Vin V ?=
22
1 Vin V ?=2
22 Vin e V j ??=
??
2
23 ? 是由延时线引起的相移 Vin V ?=2
24 Vin e V j ??=
?2225π
Vin e V j ??=??216 Vin e V j ??=??217
2222)()(4
242461t j j t j j j e e K e e A in V e V V Vo ???????=???=??=
?=ω?ω?
? (1) 2)2
(2)
2(22)2()()(4
242572t j j t j j j e e K e e A in V e V V Vo ??????????=???==??=?=ωπ
?ωπ
?π
? (2)
其中 2
4
2A K ?=
从 式 (1) 和 (2) 中提取出基带部分： )cos(1'??=k Vo (3) )sin(2'??=k Vo (4)
从(3)、(4)式中可以看出，鉴相器输出的基带信号为一对正交量，相角?为延时线引入的相移：
T f c L c L
g
g g g
??=???=
??=
ππλπλ?22 (5) 式中，g λ为延时线中的信号波长；g c 为延时线中的电波速度；L ?为延时线长度；T 为延时线引入的延时；f 为输入信号的载波频率。
可见，基带输出信号的相位于载波频率成正比，从而实现了频/相变换。同时必须对相位进行限制，使π?2max =?，这样，由鉴相器构成的测频接收机的不模糊测频范围(unambiguous range)为 T F /1=? 。
在ADS 软件中进行瞬时测频接收机的单音仿真
在ADS 软件原理图菜单中，点击 DesignGuide (设计指南)，选择 Radar Applications (雷达应用)， 并选中Single Tone Simulation of IFM ，如图所示：.
设计指南会自动打开单音瞬时测频的仿真原理图及数据结果，如图所示， 图中CORRELATOR_IFM 元件就代表了上面介绍的鉴相器子电路，鉴相器的两路输出使用电路包络仿真选择器选出基带部分，并把两路基带信号合成为复信号进行记录。 在仿真中，输入信号为单载波信号 N_Tones ， 其频率从2GHz 到8GHz 进行扫频， 鉴相器中的传输线电长度为70°,对应频率为2GHz：
输出结果为：
图中，左边显示鉴相器输出的相位随扫描频率的变化曲线，上边的图给出相位输出，下边的图给出相位非翻转输出。 从上边的相位图可以看出，鉴相器输出相位在5GHz 左右发生相位翻转，所以该测频接收机的不模糊测频范围小于5GHz 。 在图右边，给出了由鉴相器相位计算出载波频率的过程。由传输线电长度可以计算出传输线的物理长度： 0291667.010
21033607036070360(deg)9
8
=???=?=?=f c Length electrical ngth physicalLe λ 所以，由传输线引入的时间延时为：
119810722.936070102113607013607010
3029167.0??=??=?=??=?==
f c f c c ngth physicalLe TimeDelay
从上述公式 (5) 就可以由鉴相器输出相角和传输线延时计算出频率。
在上述的仿真中功率分配器、延时线和90°电桥均为理想器件，从仿真结果中也可以看到鉴相器输出相位和输入载波之间成理想的线性关系。 但是在实际电路中，功率分配器、延时线和电桥都具有一定的频响特性。利用ADS 软件无源电路设计指南的综合能力，可以进一步综合出由微带线构成的功率分配器和90°电桥，并将延时线由时间的传输线代替，从而仿真出对器件非理想特性对测频接收机测频能力的影响。
选中电路原理图中的 Correlator_IFM 元件，在原理图快捷图标中点击进入子电路。在子电路中，删除两个功率分配器，一个90°电桥及一段传输线元件。
在元件面板下拉框中，选择 Passive Circuit Design Guide – Couplers 元件面板，将MSUB 元件放入原理图中，并使用缺省参数。并调入Wdiv 和BLCplr 元件，分别放在原来调入原来的功率分配器和90°电桥的位置，将这三个元件的F(Frequency)参数设为5GHz。 在元件面板下拉框中，选择 Passive Circuit Design Guide – Lines 元件面板，将MLine 元件放入原理图中原来传输线的位置，将F(Frequency)参数设为2GHz，Lelec (电长度)参数设为0.19444. (70/360)
Frequency (GHz)
S (d B )
BLCoupler Design Assistant
改变完成后的原理图如下所示：
在没有进行电路综合之前，如果使用快捷按钮进入到功率分配器、传输线线和电桥子电路中时，可以看到子电路是空的。 下面使用无源电路设计指南进行电路综合。
在上图所示的鉴相器原理图中，选择菜单项 Design Guide, 点击选择Passive Circuit，再选择 Microstrip Control Window.., 然后按OK。 在 Design Assistant 栏目中，点击Design All。设计指南程序会自动综合电路中的4个元件(两个功率分配器，一个电桥和一段传输线)。
无源电路设计指南综合窗口如下所示：
点击Simulation Assisant 栏目，设定频率范围从0.1 到10 GHz ，步进值0.1 GHz 。 点击Simulate 按钮，仿真完成后，会自动弹出数据显示窗口，显示元件的性能。如右图，显示出电桥的S 参数特性。
返回到鉴相器原理图中，使用向下按钮进入功率分配器、传输线线和电桥子电路中，可以看到使用无源电路设计指南综合出的微带线电路，如下图电桥子电路：
使用向上按钮 回到最上层的DSP 原理图中，选择菜单项Simulate ，点击Simulation Setup… ，在Dataset (数据集)栏目下输入 IFM ，以保证前一次的仿真结果不被覆盖。如右图所示：
分别点击 Apply 和Simulate 按钮。
仿真结束时，在数据显示窗口会有弹出窗口提示是否更换缺省显示数据集，选择Yes 。
P4Num=4
P3Num=3
Tee4
W3=9.957 mil
W2=18.71 mil W1=9.905 mil Subst="MSub1"TL4
L=214.803 mil
W=18.71 mil Subst="MSub1"Tee3
W3=9.957 mil
W2=9.905 mil W1=18.71 mil Subst="MSub1"MTEE Tee2
W3=9.957 mil
W2=9.905 mil W1=18.71 mil Subst="MSub1"MTEE Tee1
W3=9.957 mil
W2=18.71 mil W1=9.905 mil Subst="MSub1"DA_BLCoupler1_CORRELATOR_IFM DA_BLCoupler1Delta=0 mil
Zo=50 Ohm C=3 dB F=5 GHz Subst="MSub1"
可以看出，仿真的结果同前次理想器件仿真的结果有所不同。鉴相器输出相位和频率结果不再是线性关系。在这种情况下，可以使用ROM查询表对输出结果进行修正。本文不进行讨论。
数字瞬时测频系统的仿真
在上面介绍的比相法瞬时测频接收机中，是对输出的正交信号进行幅度采样，再利用三角关系计算出相位的大小，在计算上比较繁杂，也影响计算时间。现代接收机多采用极性量化方法。一般称这种接收机为数字式瞬时测频接收机。
ADS软件的雷达设计指南中包含了Eight Channel Digital IFM System Simulation 的例子，原理图及仿真结果如下图所示。从原理图中可以看出，输入信号仍然为单载波信号。仿真时从0.025GHz到2.0GHz扫描载波信号的频率，输入信号经过限幅器和8通道功率分配器分别进入极性量化器。每个极性量化器实现1bit量化。8个支路的不同在于延时时间有所不同。最上面的量化器延时最短，从上至下延时时间逐渐增加，下面的量化器的延时时间为上面的量化器的2倍。输出的8bit信号经过bit重整，bit到int变换，D/A变换，最终计算出输出频率。在数据结果显示中，给出了测频结果及测频误差。
下面讨论极性量化器的基本原理。
在上图所示的原理图中选中最上面的量化器单元，使用快捷按钮进入到子电路中，如下图所示，其电路组成和前面介绍的鉴相器原理图类似，也包含了功率分配器，移相器和延时单元。
可以分析得到在混频器输出端的电压：
)22sin(Tstep f k Vo BitNum ?????=π 式中k 为实系数，f 为输入信号频率。 将max
21
F Tstep =代入，max)/2sin(F f k Vo BitNum ????=π
当BitNum ＝1时，max)/2sin(F f k Vo ???=π，可见当输入频率从0 – Fmax 变化时，输出电压正好为一个周期的正弦信号，测试原理图及数据显示如图：
经过电压比较器，当Vo 电压为正时，输出1，否则输出0，这样就通过输出电压Vo 的极性，构成了1bit 量化器。从这一位量化器输出，只能得到频率是在 0 – Fmax/2之间还是 Fmax/2 – Fmax 之间的信息。要得到更细致的频率读数，需要多个1Bit 量化器并联使用。从公式max)/2sin(F f k Vo BitNum ????=π中可以看到当
BitNum＝2时，对输入信号的延时比上一比特增加了一倍，输出电压正比于sin(4πf/Fmax)，在整个频率范围，电压输出为2个周期的正弦波。如下图所示：
同样，经过电压比较器，并结合高位bit输出，对频率的分辩能力就可以提高一倍。由8个1bit极性量化器构成的数字测频接收机的频率分辨能力为：
Fmax/2^8=Fmax/256。
还可以得到以下结论，多路并行测频接收机的不模糊测频范围(unambiguous range) 由延时最短的支路决定。频率的分辩能力由延时最长的支路决定。
在1Bit极性量化器中，只利用了鉴相器电路中的正弦输出支路，如果同时利用余弦输出支路，就可以构成2Bit极性量化器。测试原理图和仿真结果如下：
如果对正弦输出和余弦输出分别进行量化，在频率从0 – Fmax范围内，可以得到4中不同的状态(01 00 10 11)，可以分辩出Fmax/4的频率，由此构成了2bit量化器。需要注意的是，2bit量化器的量化输出不能直接使用(低位01 00输出和频率变化相反)，要经过编码之后使用。
在参考资料[1]中讨论了对得到的正弦和余弦支路输出进行移相处理，如分别移相25°，45°和67.5°就可以构成4bit量化器。
将ADS雷达设计指南中的8通道数字瞬时测频电路进行修改，前7个通道使用1bit 极性量化器，最后一个通道使用2bit量化器，原理图及数据显示结果如下：
7个1bit量化器和1个2bit量化器构成了9bit量化器，测频误差比原来减小了一半。
前面讨论了比相法和极性量化器瞬时测频的基本原理，在ADS软件中的电路实现以及单载波扫频分析。在ADS软件中进一步还可以进行双音/多音输入仿真，包含噪声的信号输入仿真，以确定瞬时测频接收机的测频灵敏度和杂波抑制能力。这些内容也可以参见” Defense Applications Design Using ADS”培训资料。
参考文献：
[1] 赵国庆，”雷达对抗原理”，西安电子科技大学出版社，1999
[2] “Defense Applications Design Using ADS”, Agilent ADS training materials
[3] Radar Design Guide (雷达设计指南), Agilent ADS 2003 – 2005