高频开关电源的基本原理

高频开关电源的基本原理

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第一节高频开关电源的基本原理

一、高频开关电源的组成

高频开关整流器通常由工频滤波电路、工频整流电路、功率因数校正电路、直流-直流变换器和输出滤波器等部分组成，其组成方框图如图1-3-1所示。

图1-3-1高频开关整流器组成方框图

图中输入回路的作用是将交流输入电压整流滤波变为平滑的高压直流电压；功率变换器的作用是将高压直流电压转换为频率大于20KHZ的高频脉冲电压；整流滤波电路的作用是将高频的脉冲电压转换为稳定的直流输出电压；开关电源控制器的作用是将输出直流电压取样，来控制功率开关器件的驱动脉冲的宽度，从而调整开通时间以使输出电压可调且稳定。从框图中可见，由于高频变压器取代了笨重的工频（50HZ）变压器，从而使稳压电源的体积和重量大小减小。

开关整流器的特点：

①重量轻，体积小

采用高频技术，去掉了工频变压器，与相控整流器相比较，在输出同等功率的情况下，开关整流器的体积只上相控整流器的1/10，重量也接近1/10。

②功率因数高

相控整流器的功率因数随可控硅导通角的变化而变化，一般在全导通时，可接近0.7以上，而小负载时，仅为0.3左右。经过校正的开磁电源功率因数一般在0.93以上，并且基本不受负载变化的影响（对20%以上负载）。

③可闻噪音低

在相控整流设备中，工频变压器及滤波电感工作时产生的可闻噪声较大，一般大于60dB。而开关电源在无风扇的情况下可闻噪声仅为45dB左右。

④效率高

开关电源采用的功率器件一般功耗较小，带功率因数补偿的开关电源其整机效率可达88%以上，较好的可做到91%以上。

⑤冲击电流小

开机冲击电流可限制的额定输入电流的水平。

⑥模块式结构

由于体积不，重量轻，可设计为模块式结构，目前的水平是一个2m高的19英寸（in）机架容量可达48V/1000A以上，输出功率约为60KW。

二、高频开关电源的分类

（二）开关整流器分类

1、按激励方式

可分为自激式和他激式。自激式开关电源在接通电源后功率变换电路就自行产生振荡，即该电路是靠电路本身的正反馈过程来实现功率变换的。

自激式电路出现最早。它的特点是电路简单、响应速度较快，但开关频率变化大、输出纹波值较大，不易作精确的分析、设计，通常只有在小功率的情况下使用，如家电、仪器电源。他激式开关电源需要外接的激励信号控制才能使变换电路工作，完成功率变换任务。

他源激式开关电源的特点是开关频率恒定、输出纹波小，但电路较复杂、造价较高、响应速度较慢。

2、按开关电源所用的开关器件

可分为双极型晶体管开关电源、功率MOS管开关电源、IGBT开关电源、晶闸管开关电源等。

功率MOS管用于开关频率100kHz以上的开关电源中，晶闸管用于大功率开关电源中。3、按开关电源控制方式

可分为脉宽调制（PWM）开关电源，脉频调制（PFM）开关电源，混合调制开关电源。4、按开关电源的功率变换电路的结构形式

可分为降压型、反相型、升压型和变压器型。变压器型中按开关管输出电路的形式可分为了单端开关电源、双端开关电源。而双端开关电源又可分为推挽型、半桥型、全桥型。单端开关电源可分为单端正激型、单端反激型。

除了上述几种类型外，还有一些改进型电路，如双端正激型等。

第二节开关整流器

一、主电路

电路如图1-3-2所示。交流输入电压经电网滤波、整流滤波得到直流电压，通过高频变换器将直流电压变换成高频交流电压，再经高频变压器隔离变换，输出高频交流电压，最后经过输出整流滤波电路，将变换器输出的高频交流电压整流滤波得到需要的直流电压。

图1-3-2 典型主电路

（1）交流输入滤波及桥式整流滤波电路

电容C116、C117、C118，共模电感L102构成EMI（Eletromagnetic Interference电磁干扰）滤波器，其作用是：一方面抑制电网上的电磁干扰；另一方面它还对开关电源本身产生的电磁干扰有抑制作用，以保证电网不受污染。即它的作用就是滤除电磁干扰，因此常称作EMI 滤波器。

单相/三相市电经滤波后，再经全桥整流滤波，得到300V/500V左右的高压直流电压送入功率变换电路。

（2）功率变换电路（DC/DC变换电路）

300V/500V高压直流电送入功率变换器，功率变换器首先将高压直流电转变为高频交流脉冲电压或脉动直流电，再经高频变压器降压，最后经输出整流滤波得到所需的低压直流电。（3）次级滤波电路

由于DC/DC全桥变换器输出的直流电压仍含有高频杂音，需进一步滤波才能满足要求。为此在DC/DC变换器之后，又加了共模滤波器。

由高频电容C212、C213及电流补偿式电感L23组成的共模滤波器的直流阻抗很低，但对高频杂音有很强的抑制作用，使输出电压的高频杂音峰－峰值降到200mV以下。

二、控制电路

（1）电压/电流取样电路

电压/电流取样电路如图1-3-3所示：

图1-3-3 取样电路

整流模块的输出电压，经由取样支路（R205、RP21、R203、R204）的电位器RP21取样，送出采样电压（即反馈电压）Vf。

分流器（取样电阻）FL01上的电压即为电流反馈信号If，作为限流和均流的取样信号。（2）反馈控制电路

整流模块控制电路由电压闭环控制与电流闭环控制组合而成，其基本原理见图2-22。

首先讨论稳压过程。从图2-22可见输出电压取样反馈信号Vf输入至PWM控制器内部的比较放大器的1脚，与2脚的电压基准信号Vref进行比较放大，得到误差信号。如果因某种因素使得输出电压升高，则Vf上升，因而9脚的电压降低，这将导致控制器输出的控制脉

冲宽度变窄，即占空比变小，从而最终使得输出电压降低，完成负反馈稳压过程。电压基准电路见图1-3-4。

图1-3-4 反馈控制电路

接着分析恒流（也称限流）过程。从分流器取样而来的反馈信号If和电流基准信号Iref合成后输入U6的3脚，同时Iref也输入U6的2脚。当模块输出电流小于限流值时（调整电位器RV1可改变限流值），U6的3脚电平高于2脚电平，这时1脚呈高电平，二极管截止，电流环不起作用；当模块限流时（即模块输出电流达到限流值时），U6的3脚电平低于2脚电平，1脚呈低电平，二极管导通，从而拉低U7的9脚电平，最后使模块处于恒流状态，电压环不起作用。电流基准电路由图1-3-3中的U3等构成，正常工作时，当光耦不导通时，电流基准电平为5.5V左右，光耦饱和导通时，电流基准电平为2.55V左右。

（3）电压、电流基准

正常工作时U8（TL431）产生稳压基准，其电平为+5V，经过电阻分压输出基准信号Vref，电阻RX设有两档值，切换这两档就可以获得均充电压或浮充电压。调节RX便可调整均充或浮充电压。

在图1-3-5中，Q12，Q13两PNP管起着较重要的保护作用。由于电压控制环的反应速度比电流控制环的反应速度快，如果没有Q12，Q13，当输出短路时电压控制环首先响应，工作占空比迅速变至最大，经过几个周期后电流控制环才起作用，把电流限制在一定范围。这样输出短路时对电路的冲击很大。本电路加了Q12，Q13后，在输出短路时，图1-3-3中电容C201通过二极管D202迅速放电，电压UB加到Q12、Q13基极，UB的下降使它们导通，迅速将电压基准电平和电流基准电平拉低，将输出电流限制得很小，使短路冲击的影响大大降低。

另一方面，它还能起输出软启动的作用。模块开机时，输出滤波电容上的电压为0，所以模块建立电压的过程中电流很大。而输出电流是经开关管的，如果没有相应措施，开关管很容易在这个时候遭受过流冲击而损坏。开机时图1-3-3中电容C201上的电压UB为0，Q12、Q13导通，电压基准被拉得很低，变换器输出电压小。电容C201经由电阻R207慢慢充电，电压UB逐渐升高，由于Q12、Q13的作用，电压、电流基准逐渐升高，输出电压也逐渐升高。最后U8进入稳压状态，模块输出电压也达到额定值。这样就完成了输出软启动过程。

图1-3-5 电压电流基准电路图

（4）驱动电路

如图1-3-6所示。现以其中一路驱动为例描述工作原理。驱动输入A、B为为互补对称关系。A为高电平时，由于互补关系，输入B为低电平，这时Q7、Q10导通，Q8、Q9截止。VCC1通过Q7，隔直电容C1，驱动变压器T10原边这条回路产生正向驱动脉冲，使功率管Q1开通。当驱动输入A转为低电平时，Q7、Q9截止，Q8、Q10导通。通过D8、隔直电容C1、驱动变压器T10原边，这条回路产生反向驱动脉冲。当变压器原边中的电流减小到0时，电容C1通Q8、变压器T10原边放电，继续维持等幅反向脉冲。另一路的工作原理相同。图1-3-6 驱动电路工作原理图

功率变换电路是整个开关电源的核心部分，根据输出功率的大小，开关频率的工作范围，以及开关管上所承受的电压、电流应力的不同，功率变换电路有多种拓朴结构，下面介绍两种拓朴结构：双端正激变换器和全桥变换器。

一、双端正激变换器

电路结构如图1-3-7所示。

基本工作原理

图1-3-7 双端正激变换电路

图1-3-8 双端正激电路状态1等效电路

图1-3-9 双端正激电路状态2等效电路

Q1、Q2由同一组驱动信号控制，同时导通或关断。其工作过程是：

在Q1、Q2的控制端加一个高电平，开关管Q1、Q2导通，其等效电路如图1-3-8所示。这时，输入电压Ui全部加到变压器初级线圈两端，次级的感生电动势使D3导通，将输入电流的能量传送给电感L和电容C及负载，给电感L、电容C充电（电感电流IL增大，当超过负载电流Io时，电容电压Uc也开始增大，如图1-3-10所示）；与此同时在变压器T中建立起励磁电流（INP与INS/n之差，如图1-3-10中的阴影所指示），即在变压器的励磁电感中存储能量。

撤去Q1、Q2控制端的高电平，Q1、Q2关断，变压器的原、副边的极性立即反转，D3截止，其等效电路如图1-3-9所示。这时，电感L上的电压极性也反转，通过续流二极管D4向负载继续供电，当电感电流小于输出电流Io时，电容也向负载供电，见图1-3-10。另一方面，变压器中原边的电流如图1-3-9所示的方向流动，即磁化电流通过D1、D2将原先储存的能量回馈给电源Ui而去磁。同时D1、D2具有箝位作用，它们保证变压器原边的电压不超过输入电压Ui，能有效防止变压器漏感的电压尖峰对开关管的冲击。

显然，在Q1、Q2再次导通之前，T中的去磁电流必须释放到零，即T中的磁通必须复位，否则，能量经几个周期叠加，将使变压器T发生饱和导致开关管损坏。这就要求占空比＜0.5。

图1-3-10 双端正激变换电路工作波形

特性分析

正激：开关管导通时，输入馈电给负载，截止时L供电给负载，因此称为正激式

耐压：开关管最大电压为Ui

变压器：变压器利用率不高（仅使用磁滞回曲线第一象限）

应用：安圣电源HD4850和HD4820-5整流模块主电路

基本工作原理

图1-3-11 全桥式变换电路

全桥式变换电路的结构如图1-3-11所示。输入电压为经整流后的直流电压Ui。工作时开关管分为Q1Q4和Q2Q3两组，由两组对称倒相的方波脉冲驱动，见图1-3-16中Ugs(Q1)、Ugs(Q2)的关系。C1的容量很大，时间常数远大于开关管的工作周期，在电路工作过程中，C1上的电压变化很小，在分析过程中可以当成导线。电路的工作过程是：

（1）Q1Q4导通

即Q1Q4的栅极激励信号为高电平，使Q1Q4导通（Q2Q3仍保持关断）。变换电路的等效电路如图1-3-12所示。

这时输入电压Ui几乎完全加在变压器的原边，电流按箭头所示的方向流动。按图中所示变压器原副边的电压极性，整流二极管D6承受正偏压导通，整流二极管D5承受反向偏压而截止，即输入电压Ui通过变压器T和二极管D6给电感L，电容C2充电，并给负载供电，二极管D6的电流线性上升。电路的工作波形见图1-3-16。

图1-3-12状态1（Q1、Q4导通）的等效电路

（2）Q1Q4关断

撤去激励信号，Q1Q4截止（Q2Q3仍保持截止），即四个开关管都不导通。这个状态下的等效电路如图1-3-13所示，其中RT为线圈内阻。

这时变压器的极性突然反转为如图中所示的方向。副边的产生的反电动势、电感L的自感电动势使D5导通，继续给负载供电。

另一方面，电感L还将通过D6续流。变压器的电感比储能电感L小得多，所以副边上的电动势很小（远小于Uo）。虽然对于D6来说，副边产生的反电动势有碍于它的导通，但它远小于电感L的电动势。而且线圈上有内阻RT，包含D5的上半回路的电流很大，在内阻RT 上的压降抵消了上半部副边的正向电动势，使得D6正向偏置，因而电感L的自感电动势也使得D6导通，通过D6续流。

从另一个角度来说，副边上的电压远小于Uo，因而原边的电压也小于Ui，原边上没有电流。如果D6不导通，则变压器只有上半部副边流过IL，IL远大于原来的励磁电流（原、副边的等效电流之差，与前面的双正激电路一样），而变压器铁芯中的磁通（磁能）不能突变的，因而势必要在下半部副边流过一定的反向电流来抵消掉一部分由上半部副边电流（流经D5的电流）所产生的磁通，即使得D6导通。

这样，电感中的电流分成两路分别流经D5、D6续流，分配的比例与线圈内阻、变压器电感、励磁电流大小有关，总的来说ID5大于ID6。

总之，Q1Q4截止时，D5、D6同时导通，给电感L续流。

图1-3-13 状态2（Q1Q4关断）的等效电路

（3）Q2Q3导通

即Q2Q3的栅极激励信号为高电平，使Q2Q3导通（Q1Q4仍保持关断）。变换电路的等效电路如图1-3-14所示。

这时输入电压Ui几乎完全加在变压器的原边，电流按箭头所示的方向流动。按图中所示变压器原副边的电压极性，整流二极管D5承受正偏压导通，整流二极管D6承受反向偏压而截止，即输入电压Ui通过变压器T和二极管D5给电感L，电容C2充电，并给负载供电，二极管D5的电流线性上升。电路的工作波形见图1-3-16。