天线阻抗匹配原理
阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态，它反映了输人电路与输出电路之间的功率传输关系。当电路实现阻抗匹配时，将获得最大的功率传输。反之，当电路阻抗失配时，不但得不到最大的功率传输，还可能对电路产生损害。阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间，等等。例如，扩音机的输出电路与扬声器之间必须做到阻抗匹配，不匹配时，扩音机的输出功率将不能全部送至扬声器。如果扬声器的阻抗远小于扩音机的输出阻抗，扩音机就处于过载状态，其末级功率放大管很容易损坏。反之，如果扬声器的阻抗高于扩音机的输出阻抗过多，会引起输出电压升高，同样不利于扩，音机的工作，声音还会产生失真。因此扩音机电路的输出阻抗与扬声器的阻抗越接近越好。又例如，无线电发信机的输出阻抗与馈线的阻抗、馈线与天线的阻抗也应达到一致。如果阻抗值不一致，发信机输出的高频能量将不能全部由天线发射出去。这部分没有发射出去的能量会反射回来，产生驻波，严重时会引起馈线的绝缘层及发信机末级功放管的损坏。为了使信号和能量有效地传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗，电路的输出阻抗等于负载的阻抗。在一般的输人、输出电路中常含有电阻、电容和电感元件，由它们所组成的电路称为电抗电路，其中只含有电阻的电路称为纯电阻电路。下面对纯电阻电路和电抗电路的阻抗匹配问题分别进行简要的分析。
1．纯电阻电路
在中学物理电学中曾讲述这样一个问题：把一个电阻为R的用电器，接在一个电动势为E、内阻为r的电池组上（见图1），在什么条件下电源输出的功率最大呢？当外电阻等于内电阻时，电源对外电路输出的功率最大，这就是纯电阻电路的功率匹配。假如换成交流电路，同样也必须满足R=r这个条件电路才能匹配。
2．电抗电路
电抗电路要比纯电阻电路复杂，电路中除了电阻外还有电容和电感。元件，并工作于低频或高频交流电路。在交流电路中，电阻、电容和电感对交流电的阻碍作用叫阻抗，用字母Z表示。其中，电容和电感对交流电的阻碍作用，分别称为容抗及和感抗而。容抗和感抗的值除了与电容和电感本身大小有关之外，还与所工作的交流电的频率有关。值得注意的是，在电抗电路中，电阻R，感抗而与容抗双的值不能用简单的算术相加，而常用阻抗三角形法来计算（见图2）。因而电抗电路要做到匹配比纯电阻电路要复杂一些，除了输人和输出电路中的电阻成分要求相等外，还要求电抗成分大小相等符号相反（共轭匹配）；或者电阻成分和电抗成分均分别相等（无反射匹配）。这里指的电抗X即感抗XL和容抗XC之差（仅指串联电路来讲，若并联电路
则计算更为复杂）。满足上述条件即称为阻抗匹配，负载即能得到最大的功率．阻抗匹配的关键是前级的输出阻抗与后级的输人阻抗相等。而输人阻抗与输出阻抗广泛存在于各级电子电路、各类测量仪器及各种电子元器件中。那么什么是输人阻抗和输出阻抗呢？输人阻抗是指电路对着信号源讲的阻抗。如图3所示的放大器，它的输人阻抗就是去掉信号源E及内电阻r时，从AB两端看进去的等效阻抗。其值为Z=UI／I1，即输人电压与输人电流之比。对于信号源来讲，放大器成为其负载。从数值上看，放大器的等效负载值即为输人阻抗值。输人阻抗值的大小，对于不同的电路要求不一样。例如：万用表中电压挡的输人阻抗（称为电压灵敏度）越高，对被测电路的分流就越小，测量误差也就小。而电流挡的输人阻抗越低，对被测电路的分压就越小，因而测量误差也越小。对于功率放大器，当信号源的输出阻抗与放大电路的输人阻抗相等时即称阻抗匹配，这时放大电路
就能在输出端获得最大功率。输出阻抗是指电路对着负载讲的阻抗。如图4中，将电路输人端的电源短路，输出端去掉负载后，从输出端CD看进去的等效阻抗称为输出阻抗。如果负载阻抗与输出阻抗不相等，称阻抗不匹配，负载就不能获得最大的功率输出。输出电压U2和输出电流I2之比即称为输出阻抗。输出阻抗的大小视不同的电路有不同的要求。例如：电压源要求输出阻抗要低，而电流源的输出阻抗要高。对于放大电路来讲，输出阻抗的值表示其承担负载的能力。通常输出阻抗小，承担负载的能力就强。如果输出阻抗与负载不能匹配时，可加接变压器或网络电路来达到匹配。例如：晶体管放大器与扬声器之间通常接有输出变压器，放大器的输出阻抗与变压器的初级阻抗相匹配，变压器的次级阻抗与扬声器的阻抗相匹配。而变压器通过初次级绕组的匝数比来变换阻抗比。在实际的电子电路中，常会遇到信号源与放大电路或放大电路与负载的阻抗不相等的情况，因而不能把它们直接相连。解决的办法是在它们之间加人一个匹配电路或匹配网络。最后要说明一点，阻抗匹配仅适用于电子电路。因为电子电路中传输的信号功率本身较弱，需用匹配来提高输出功率。而在电工电路中一般不考虑匹配，否则会导致输出电流过大，损坏用电器。
电子管
基本电子管一般有三个极,一个阴极(K)用来发射电子,一个阳极(A)用来吸收阴极所发射的电子,一个栅极(G)用来控制流到阳极的电子流量.阴极发射电子的基本条件是:阴极本身必须具有相当的热量,阴极又分两种,一种是直热式,它是由电流直接通过阴极使阴极发热而发射电子;另一种称旁热式阴极,其结构一般是一个空心金属管,管内装有绕成螺线形的灯丝,加上灯丝电压使灯丝发热从而使阴极发热而发射电子,现在日常用的多半是这种电子管(如图所示).由阴极发射出来的电子穿过栅极金属丝间的空隙而达到阳极,由于栅极比阳极离阴极近得多,因而改变栅极电位对阳极电流的影响比改变阳极电压时大得多,这就是三极管的放大作用.换句话说就是栅极电压对阳极电流的控制作用.我们用一个参数称跨导(S)来表示.另外还有一个参数μ来描述电子管的放大系数,它的意义是说明了栅极电压控制阳流的能力比阳极电压对阳流的作用大多少倍.
为了提高电子管的放大系数,在三极管的阳极和控制栅极之间另外加入一个栅极称之为帘栅极,而构成四极管,由于帘栅极具有比阴极高很多的正电压,因此也是一个能力很强的加速电极,它使得电子以更高的速度迅速到达阳极,这样控制栅极的控制作用变得更为显著.因此比三极管具有更大的放大系数.但是由于帘栅极对电子的加速作用,高速运动的电子打到阳极,这些高速电子的动能很大,将从阳极上打出所谓二次电子,这些二次电子有些将被帘栅吸收形成帘栅电流,使帘栅电流上升这会导致帘栅电压的下降,从而导致阳极电流的下降,为此四极管的放大系数受到一定而限制.
为了解决上述矛盾,在四极管帘栅极外的两侧再加入一对与阴极相连的集射极,由于集射极的电位与阴极相同,所以对电子有排斥作用,使得电子在通过帘栅极之后在集射极的作用下按一定方向前进并形成扁形射束,这扁形电子射束的电子密度很大,从而形成了一个低压区,从阳极上打出来的二次电子受到这个低压区的排斥作用而被推回到阳极,从而使帘栅电流大大减少,电子管的放大能力得而加强.这种电子管我们称为束射四极管,束射四极管不但放大系数较三极管为高,而且其阳极面积较大,允许通过较大的电流,因此现在的功放机常用到它作为功率放大. 电子电路中的反馈电路
反馈电路在各种电子电路中都获得普遍的应用,反馈是将放大器输出信号(电压或电流)的一部分或全部,回授到放大器输入端与输入信号进行比较(相加或相减),并用比较所得的有效输入信号去控制输出,这就是放大器的反馈过程.凡是回授到放大器输入端的反馈信号起加强输入原输入信号的,使输入信号增加的称正反馈.反之则反.按其电路结构又分为:电流反馈电路
和电压反馈电路.正反馈电路多应用在电子振荡电路上,而负反
馈电路则多应用在各种高低频放大电路上.因应用较广,所以我们在这里就负反馈电路加以论述.负反馈对放大器性能有四种影响:
1.负反馈能提高放大器增益的稳定性.
2.负反馈能使放大器的通频带展宽.
3.负反馈能减少放大器的失真.
4.负反馈能提高放大器的信噪比.
5.负反馈对放大器的输出输入电阻有影响.
图F1是一种最基本的放大器电路,这个电路看上去很简单,但其实其中包含了直流电流负反馈电路和交流电压负反馈电路.图中的R1和R2为BG的直流偏置电阻,R3是放大器的负载电阻,R5是直流电流负反馈电阻,C2和R4组成的支路是交流电压负反馈支路,C3是交流旁路电容,它防止交流电流负反馈的产生.
一.直流电流负反馈电路.
晶体管BG的基极电压VB为R1和R2的分压值,BG发射极的电压VE为Ie*R5那么BG的B、E间的电压=VB-VE=VB-Ie*R5.当某种原因(如温度变化)引起BG的Ie ↑则VE↑,BG基发极的电压=VB-VE=VB-Ie*R5↓这样使Ie↓.使直流工作点获得稳定.这个负反馈过程是由于Ie↑所引起的,所以属于电流负反馈电路.其中发射极电容C3是提供交流通路的,因为如果没有C3,放大器工作时交流信号同样因R5的存在而形成负反馈作用,使放大器的放大系数大打折扣.
二.交流电压负反馈电路
交流电压负反馈支路由R4,C4组成,输出电压经过这条支路反馈回输入端.由于放大器的输出端的信号与输入信号电压在相位上是互为反相的,所以由于反馈信号的引入削弱了原输入信号的作用.所以是电压负反馈电路.R4是控制着负反馈量的大小,C4起隔直流通交流的作用.当输入的交流信号幅值过大时,如果没有R4和C4的负反馈支路,放大器就会进入饱和或截止的状态,使输出信号出现削顶失真.由于引入了负反馈使输入交流信号幅值受到控制,所以避免了失真的产生.
阻抗匹配的基本原理
右图中R为负载电阻，r为电源E的内阻，E为电压源。由于r的存在，当R 很大时，电路接近开路状态；而当R很少时接近短路状态。显然负载在开路及短路状态都不能获得最大功率。
根据式:
从上式可看出，当R=r时式中的式中分母中的(R-r)的值最小为0，此时负载所获取的功率最大。所以，当负载电阻等于电源内阻时，负载将获得最大功率。这就是电子电路阻抗匹配的基本原理。
色温
彩色电视机有一个鲜为人知的参数--显象管的色温.低色温的显象管其图象色彩鲜艳热烈;高色温的显象管图象清新自然各有特色.那么色温是一个什么东西呢?通常的光源如太阳,日光灯,白炽灯等发出的光统称为白光.但由于发光物质不一样,光谱成份相差也很大.如何区别各种光源因光谱成份不同而出现的差别呢?为此物理学中用一个称为黑体的辐射源作为标准,这个黑体是一种理想的热辐射体,它的辐射程度只与它的温度有关.当用其它光源和黑体辐射作比较时,察看它的辐射与黑体何种温度时的辐射特性相当(即它们的光谱成份相同),就以黑体此时的温度(绝对温度)称为某光源的色温.在实际使用中,这常是用光源中的蓝色光谱成份和红色光谱成份的比例来区别,光源色温的高低一般是蓝色成份高时色温较高;红色成份高时色温较低.
在日常生活中,照相用的胶卷就有高低色温之分.日光型的胶卷为高色温胶卷,灯光型胶卷则为低色温胶卷.如果用灯光型的胶卷在日光或闪光灯下拍照,拍下来的景物的颜色会偏蓝.另外在用摄象机摄象时色温也是一个很重要的参数,处理得不好摄出来的图象颜色将会失真.
串,并联谐振电路的特性
一.串联谐振电路:当外来频率加于一串联谐振电路时,它有以下特性:
1.当外加频率等于其谐振频率时其电路阻抗呈纯电阻性,且有最少值,它这个特性在实际应用中叫做陷波器.
2.当外加频率高于其谐振频率时,电路阻抗呈感性,相当于一个电感线圈.
3.当外加频率低于其谐振频率时,这时电路呈容性,相当于一个电容.
二.并;联谐振电路:当外来频率加于一并联谐振电路时,它有以下特性:
1.当外加频率等于其谐振频率时其电路阻抗呈纯电阻性,且有最大值,它这个特性在实际应用中叫做选频电路.
2.当外加频率高于其谐振频率时,电路阻抗呈容性,相当于一个电容.
3.当外加频率低于其谐振频率时,这时电路呈感性,相当于一个电感线圈.
所以当串联或并联谐振电路不是调节在信号频率点时,信号通过它将会产生相移.(即相位失真)
电子恒流源
爱好电子技术的朋友可能在翻阅一些电子书刊时常看到“恒流源这个名词，那么什么是恒流源呢？顾名思义恒流源就是一个能输出恒定电流的电源。图5中的r是电源E的内阻，RL为负载电阻，根据欧姆定律：流过RL的电流为
I=E/r+R如果r很大如500K，那么此时RL在1K---10K变化时，I将基本不变（只有微小的变化）因为RL相对于r来说太微不足道了，此时我们可以认为E是一个恒流源。为此我们推论出：恒流源是一个电源内阻非常大的电源。
在电子电路中（如晶体管放大器电路）我们常需要一些电压增益较大的放大器，为此常要将晶体管集电极的负载电阻设计得尽量大，但此电阻太大将容易使
晶体管进入饱和状态，此时我们可利用晶体三极管来代替这个大电阻，这样一来既可得到大的电阻，同时直流压降并不大，图
6所示。
图中稳压管D和电阻R2组成的稳压电路用来偏置BG1的工作点，并保证工作点的稳定（BG2为放大管）。从晶体管的输出特性可知，集电极---发射极电压VEC大于1---2V时，特性曲线几乎是平的，即VEC变化时，IC基本不变，也就是说，晶体管BG1的输出电阻非常大（几百千欧以上），图中由于BG1的电流基本恒
定，所以称BG1是BG2的恒流负载。由于具有恒流源负载的放大器因其负载电阻大，故这种放大电路具有极大的电压增益，实际上在很多集成电路内部均采用这种电路。
串联型稳压电源
串联型稳压电路是最常用的电子电路之一，它被广泛地应用在各种电子电路中，它有三种表现形式。
1。如图1所示，这是一种最简单的串联型稳压电路(有些书称它是并联型稳压电路，我个人始终认为应是串联型稳压电路)，电阻RL是负载电阻，R为稳压调整电阻有叫限流电阻，D为稳压管。这种电路输出的稳压值等于D的标称稳压
值，其工作原理是利用稳压管工作在反向击穿的特性来实现的。图2是稳压管的伏安特性曲线，从此曲线中我们看到反向电流在一定范围内大幅变化时其端点的电压基本不变。当RL变小时，流过RL的电流增加，但流过D的电流却减少，当RL变大时，流过RL的电流减少，但流过D的电流却增大，所以由于D的存在
使流过R的电流基本恒定，在R上的压降也基本不变，所以使其输出的电压也基本保持不变。
当负载要求较大的输出电流时，这种电路就不行了，这是因为在此时R的阻值必须减少，由于R的减少就要求D有较大的功耗，但因目前一般的稳压管的功耗均较小，所以这种电路只能给负载提供几十毫安的电流，彩电30V调谐电压通常都以这种电路来取得。
2。如图3所示，这种电路是针对上面所说电路的缺点而改进的电路，与第一种电路不同的是将电路中的R换成晶体管BG，目的是扩大稳压电路的输出电流。我们知道，BG的集电极电流IC=β*Ib,β是BG的直流放大系数，Ib是晶体管的基极电流，比如现在要向负载提供500MA的电流，BG的β=100，那末电路只要给BG的基极提供5MA的电流就行了。所以这种稳压电路由于BG的加入实际上相当于将第一种稳压电路扩充了β倍，另外由于BG的基极被D嵌定在其标称稳压值上，因此这种稳压电路输出的电压是V0=VD-0.7v，0.7V是BG的B，E 极的正偏压降。
在实际应用中，我们常常对不同的电路提供不同的供电电压，即要求稳压电源的输出电压可调，为此出现了第三种形式的串联形稳压电路。
3。第二种稳压电路虽能提供较大的输出电流，但其输出电压却受到稳压管D 的制约，为此人们将第二种电路稍作改动，使之成为输出电压连续可调的串联型稳压电源。基本电路如图4所示，从电路中我们可看出，此电路较第二种电路多加了一只三极管和几只电阻，R2与D组成BG2的基准电压，R3，R4，R5组成了输出电压取样支路，A点的电位与B点的电位进行比较（由于D的存在，所以B点的电位是恒定的），比较的结果有BG2的集电极输出使C点电位产生变化从而控制BG1的导通程度（此时的BG1在电路中起着一个可变电阻的作用），使输出电压稳定，R4是一个可变阻器，调整它就可改变A点的电位（即改变取样值）由于A点的变化，C点电位也将变化，从而使输出电压也将发生变化。这种电路其输出电压灵活可变，所以在各种电路中被广泛应用。
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传输线理论与电感
目錄 第一章傳輸線理論 一傳輸線原理 二微帶傳輸線 三微帶傳輸線之不連續分析第二章被動元件之電感設計與分析一電感原理 二電感結構與分析 三電感設計與模擬 四電感分析與量測
第一章 傳輸線理論 傳輸線理論與傳統電路學之最大不同，主要在於元件之尺寸與傳導電波之波長的比值。當元件尺寸遠小於傳輸線之電波波長時，傳統的電路學理論才可以使用，一般以傳輸波長（Guide wavelength ）的二十分之ㄧ（λ/20）為最大尺寸，稱為集總元件（Lumped elements ）；反之，若元件的尺寸接近傳輸波長，由於元件上不同位置之電壓或電流的大小與相位均可能不相同，因而稱為散佈式元件（Distributed elements ）。 由於通訊應用的頻率越來越高，相對的傳輸波長也越來越小，要使電路之設計完全由集總元件所構成變得越來越難以實現，因此，運用散佈式元件設計電路也成為無法避免的選擇。 當然，科技的進步已經使得集總元件的製作變得越來越小，例如運用半導體製程、高介電材質之低溫共燒陶瓷（LTCC ）、微機電（MicroElectroMechanical Systems, MEMS ）等技術製作集總元件，然而，其中電路之分析與設計能不乏運用到散佈式傳輸線的理論，如微帶線（Microstrip Lines ）、夾心帶線（Strip Lines ）等的理論。 因此，本章以討論散佈式傳輸線的理論開始，進而以微帶傳輸線為例介紹其理論與公式，並討論微帶傳輸線之各種不連續之電路，以作為後續章節之被動元 1.1(a)。其中的集總元件電路模型描述，其中 (a) (b) i (z, t ) v z, t ) z
传输线反射以及终端电阻
传输线反射以及终端电阻 传输线反射(reflection) 就是在传输线上的回波。信号功率(电压和电流)的一部分传输到线上并达到负载处，但是有一部分被反射了。如果源端与负载端具有相同的阻抗，反射就不会发生了。源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。 反射(reflection) 就是在传输线上的回波。信号功率(电压和电流)的一部分传输到线上并达到负载处，但是有一部分被反射了。如果源端与负载端具有相同的阻抗，反射就不会发生了。源端与负载端阻抗不匹配会引起线上反射，负载将一部分电压反射回源端。如果负载阻抗小于源阻抗，反射电压为负，反之，如果负载阻抗大于源阻抗，反射电压为正。布线的几何形状、不正确的线端接、经过连接器的传输及电源平面的不连续等因素的变化均会导致此类反射。 按照传输线理论，当负载与输出不匹配时，信号的传输为非理想行波状态（驻波或反射），会出现波形失真或衰减。阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，当它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器 ，输出阻抗50 Q，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即电缆长度可以忽略的话，就无须考惠阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时，要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等，此时的传输不会产生反射，这表明所有能量都被负载吸收了；反之则在传输中有能量损失。在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号质量的优劣。阻抗匹配的技术可以说丰富多样，但是在具体的系统中怎样才能比较合理地应用，需要衡量多个方面的因素。例如，在系统设计中，很多采用的都是源端的串联匹配。对于什么情况下需要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式，以下逐一分析。例如，差分的匹配多数采用串联终端的匹配；时钟采用并联终端匹配。1)串联终端匹配串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻 R，使源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射。串联终端匹配后的信号传输具有以下特点：(1)由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50%向负载端传播。(2)信号在负载端的反射系数接近十1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50%。(3)反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接收到的信号与原始信号的幅度近似相同。(4)负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收。(5)反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电源电压为+4.5 V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37 Q，在高电平时典型的输出阻抗为45 Q；TTL驵动器和CMOS驱动器一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考虑。2)并联终端匹配并联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗很小的情况下，通过增加并联电阻使负载端输入阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，达到消除负载端反射的目的。实现形式分为单电阻和双电阻两种形式。并联终端匹配后的信
欧阻抗天线设计
两层板（双面板）如何控制50欧特性阻抗的设计技巧 我们都知道，在射频电路的设计过程中，走线保持50欧姆的特性阻抗是一件很重要的事情，尤其是在Wi-Fi产品的射频电路设计过程中，由于工作频率很高（2.4GHz或者5.8GHz），特性阻抗的控制就显得更加重要了。如果特性阻抗没有很好的控制在50欧姆，那么将会给射频工程师的工作带来很大的麻烦。 什么是特性阻抗? 是指当导体中有电子”讯号”波形之传播时，其电压对电流的比值称为”阻抗Impedance”。由于交流电路中或在高频情况下，原已混杂有其它因素(如容抗、感抗等)的”Resistance”，已不再只是简单直流电的”欧姆电阻”(OhmicResistance)，故在电路中不宜再称为”电阻”，而应改称为”阻抗”。不过到了真正用到”Impedance阻抗”的交流电情况时，免不了会造成混淆，为了有所区别起见，只好将电子讯号者称为”特性阻抗”。电路板线路中的讯号传播时，影响其”特性阻抗”的因素有线路的截面积，线路与接地层之间绝绿材质的厚度，以及其介质常数等三项。目前已有许多高频高传输速度的板子，已要求”特性阻抗”须控制在某一范围之内，则板子在制造过程中，必须认真考虑上述三项重要的参数以及其它配合的条件。 两层板如何有效的控制特性阻抗？ 在四层板或者六层板的时候，我们一般会在顶层（top）走射频的线，然后再第二层会是完整的地平面，这样顶层和第二层的之间的电介质是很薄的，顶层的线不用很宽就可以满足50欧姆的特性阻抗（在其他情况相同的情况下，走线越宽，特性阻抗越小）。 但是，在两层板的情况下，就不一样了。两层板时，为了保证电路板的强度，我们不可能用很薄的电路板去做，这时，顶层和底层（参考面）之间的间距就会很大，如果还是用原来的办法控制50欧姆的特性阻抗，那么顶层的走线必须很宽。例如我们假设板子的厚度是
射频阻抗匹配与史密斯_Smith_圆图：基本原理详解
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图：基本原理
在处理 RF 系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下， 需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、 功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、 LNA/VCO 输出与混频器输入 之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。
在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹 以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的 RF 测试、并进行适当调谐。 需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。
有很多种阻抗匹配的方法，包括
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计算机仿真： 由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的 格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途 制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。
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手工计算： 这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 经验： 只有在 RF 领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。
本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹 配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的 影响以及进行稳定性分析。
图 1. 阻抗和史密斯圆图基础
基础知识
在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下 RF 环境下(大于 100MHz) IC 连线的电磁波传播现象。这对 RS-485 传输线、PA 和天线之间 的连接、LNA 和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有效的。
同轴线的特征阻抗
任健201520000114 李晶201520000115 同轴线特性阻抗测量方法综述 一．前言 微波工程中复杂截面传输线已经广泛用于微波滤波器、定向耦合器、阻抗变换器以及振荡电路等场合。求解这类传输线的特性阻抗由于其结构特点，要分析其各种特性参数和场分布，一般都不能用常规解析法进行直接求解目前，采用的方法大致有近似解析法、保角变换法、多极理论法等，这篇文章将对几种方法进行简单的介绍。二．数值计算法 数值计算方法具有较好的通用性，但由于圆形传输线的边界是曲线，为获得较高的计算精度一般都要采用样条拟合的方法进行求解，数学处理比较复杂，所以数值计算方法的使用需要较高的专业技能，且对计算机资源要求较高。 三．有限元法 有限元法是以变分原理剖分差值为基础的方法，它不仅具有变分方法的优点，而且兼有差分方法的灵活性。它在40年代初就已提出，随着高速电子计算机的出现和发展，它的技术日趋成熟，应用也越来越广泛。 由于TEM传输线的横向场型比拟于相同截面结构的二维静电场型，所以我们可以应用静电场的方法求解特性阻抗由静电场所满足的
一定边界条件下的拉普拉斯方程求出电位分布后，根据传输线单位长度静电场储能和单位长度静电电容、电位差的关系，求得静电电容，再根据静电电容和特性阻抗的关系，得到传输线的特性阻抗。 [2]基于Matlab PDE工具箱的有限元算法，引用静电场计算方法，计算了内圆外正N边形、外圆内正N边形正多边形、外矩内圆、矩形、外椭圆内圆柱、偏心圆等各种复杂面低损耗同轴传输线的特性阻抗并与各种文献结果进行了比较。 由于传输线的横向场型比拟于相同截面结构的二维静电场型，设由导体面Sa. Sb。构成的两分立导体间的电位差值为Uo、并设导体表面Sb。上为参考零电位，则可写出电位函数的狄利克雷问题。如果解出边界条件U|xa=Uo和U|xb=0下的电位u的分布值，根据传输线单位长度静电场储能和单位长度静电电容、电位差的关系，可推得，静电电容c的计算式 式中X为同轴传输线绝缘材料的相对介电常数，真空或空气中的X为Xo传输线的特性阻抗为：
50欧阻抗天线设计教案资料
50欧阻抗天线设计
两层板（双面板）如何控制50欧特性阻抗的设计技巧 我们都知道，在射频电路的设计过程中，走线保持50欧姆的特性阻抗是一件很重要的事情，尤其是在Wi-Fi产品的射频电路设计过程中，由于工作频率很高（2.4GHz或者 5.8GHz），特性阻抗的控制就显得更加重要了。如果特性阻抗没有很好的控制在50欧姆，那么将会给射频工程师的工作带来很大的麻烦。 什么是特性阻抗? 是指当导体中有电子”讯号”波形之传播时，其电压对电流的比值称为”阻抗Impedance”。由于交流电路中或在高频情况下，原已混杂有其它因素(如容抗、感抗等)的”Resistance”，已不再只是简单直流电的”欧姆电阻”(OhmicResistance)，故在电路中不宜再称为”电阻”，而应改称为”阻抗”。不过到了真正用到”Impedance阻抗”的交流电情况时，免不了会造成混淆，为了有所区别起见，只好将电子讯号者称为”特性阻抗”。电路板线路中的讯号传播时，影响其”特性阻抗”的因素有线路的截面积，线路与接地层之间绝绿材质的厚度，以及其介质常数等三项。目前已有许多高频高传输速度的板子，已要求”特性阻抗”须控制在某一范围之内，则板子在制造过程中，必须认真考虑上述三项重要的参数以及其它配合的条件。 两层板如何有效的控制特性阻抗？ 在四层板或者六层板的时候，我们一般会在顶层（top）走射频的线，然后再第二层会是完整的地平面，这样顶层和第二层的之间的电介质是很薄的，顶层的线不用很宽就可以满足50欧姆的特性阻抗（在其他情况相同的情况下，走线越宽，特性阻抗越小）。 但是，在两层板的情况下，就不一样了。两层板时，为了保证电路板的强度，我们不可能用很薄的电路板去做，这时，顶层和底层（参考面）之间的间距就会很大，如果还是用原
ADS阻抗匹配原理及负载阻抗匹配
功率放大器设计的关键：输出匹配电路的性能 2008-05-15 17:51:20 作者：未知来源:电子设计技术 关键字：功率放大器匹配电路匹配网络s参数串联电阻输出功率Cout耗散功率网络分析仪高Q值对于任何功率放大器（功率放大器）设计，输出匹配电路的性能都是个关键。但是，在设计过程中，有一个问题常常为人们所忽视，那就是输出匹配电路的功率损耗。这些功率损耗出现在匹配网络的电容器、电感器，以及其他耗能元件中。功率损耗会降低功率放大器的工作效率及功率输出能力。 因为输出匹配电路并不是一个50Ω的元件，所以耗散损失与传感器增益有很大的区别。输出匹配的具体电路不同，损耗也不一样。对于设计者而言，即使他没有选择不同技术的余地，在带宽和耗散损失之间，在设计方面仍然可以做很多折衷。 匹配网络是用来实现阻抗变化的，就像是功率从一个系统或子系统传送另一个系统或者子系统，RF设计者们在这上面下了很大的功夫。对于功率放大器，阻抗控制着传送到输出端的功率大小，它的增益，还有它产生的噪声。因此，功率放大器匹配网络的设计是性能达到最优的关键。 损耗有不同的定义，但是这里我们关心的是在匹配网络中，RF功率以热量的形式耗散掉的损耗。这些损耗掉的功率是没有任何用途。依据匹配电路功能的不同，损耗的可接受范围也不同。对功率放大器来讲，输出匹配损耗一直是人们关注的问题，因为这牵涉到很大的功率。效率低不仅会缩短通话时间，而且还会在散热和可靠性方面带来很大的问题。 例如，一个GSM功率放大器工作在3.5V电压时，效率是55%，能够输出34dBm的功率。在输出功率为最大时，功率放大器的电流为1.3A。匹配的损耗在0.5dB到1dB的数量级，这与输出匹配的具体电路有关。在没有耗散损失时，功率放大器的效率为62%到69%。尽管损耗是无法完全避免的，但是这个例子告诉我们，在功率放大器匹配网络中，损耗是首要问题。 耗散损失 现在我们来看一个网络，研究一个匹配网络（图1a）中的耗散损失。电源通过无源匹配网络向无源负载传输功率。在电源和负载阻抗之间没有任何其他的限制。把匹配网络和负载合在一起考虑，电源输出一个固定量的功率Pdel 到这个网络（图1b）。输出功率的一部分以热量的形式耗散在匹配网络中。而其余的则传输到负载。Pdel是传输到匹配网络和负载（图1c）上的总功率，PL是传输到负载的那部分功率。 了解了这两个量，我们就可以知道，实际上到底有多大的一部分功率是作为有用功率从电源传输到了负载，其比例等于PL/Pdel。 这是对功率放大器输出匹配的耗散损失的正确测量，因为它只考虑了实际传输功率以及耗散功率。反射功率没有计算进去。 由此可知，这个比例就等于匹配网络工作时的功率增益GP。而工作时的功率增益完整表达式为： 这里，是负载反射系数，是匹配网络的s参数， 损失就是增益的倒数。因此，耗散损失可以定义为： Ldiss = 1/GP。 对于功率放大器而言，我们为它设计的负载一般是50Ω。通常，我们用来测量s参数的系统阻抗也是50Ω。如果系统阻抗和负载都是50Ω，那么就为0，于是，上面的表达式就可以简化为： 在计算一个匹配网络的耗散损失时，只需要知道它的传输值和反射散射参数的大小，这些可以很容易地从s参数的计算过程中得到，因为网络分析仪通常都会采用线性的方式来显示s参数的值。在评估输入和级间耗散损失时，负载的阻抗不是50Ω，但是上述的规律依然适用。 因为反射和耗散损失很容易混淆，射频工程师有时就会采用错误的方法来计算耗散损失。而最糟糕的方法就是采用未经处理的s21来进行计算。一个典型的匹配网络在1GHz（图2）时，对功率放大器而言，是数值为4+j0Ω的负载阻抗。匹配网络采用的是无损耗元件来进行模拟的，所以在匹配网络中不存在功率的耗散问题。然而，s21却是-6dB，因为在50Ω的源阻抗和4Ω的负载之间存在着巨大的不匹配问题。作为一个无损耗网络，除了一些数字噪音外，模拟的耗散损失为0dB。 在电路的模拟当中，我们可能可以采用s21来求出正确的耗散损失。这一过程包括采用复杂模拟负载线的共轭
传输线特性阻抗基知识
什么叫传输线的特性阻抗？传输线特性阻抗基知识 传输线的基本特性是特性阻抗和信号的传输延迟， 在这里，我们主要讨论特性阻 抗。传输线是一个分布参数系统，它的每一段都具有分布电容、电感和电阻。传 输线的分布参数通常用单位长度的电感 L 和单位长度的电容C 以及单位长度上 的电阻、电导来表示，它们主要由传输线的几何结构和绝缘介质的特性所决定的。 分布的电容、电感和电阻是传输线本身固有的参数， 给定某一种传输线，这些参 数的值也就确定了，这些参数反映着传输线的内在因素，它们的存在决定着传输 线的一系列重要特性。 一个传输线的微分线段可以用等效电路描述如下： 传输线的等效电路是由无数个微分线段的等效电路串联而成，如下图所示: 从传输线的等效电路可知，每一小段线的阻抗都是相等的。传输线的特性阻抗就 是微分线段的特性阻抗。 卄联原抗为： Z F = ------- --------- - =— i(G + joe) 传输线可等效为: IR IL U_ IR IR IL iR IL 半耻用比巧： 乙、iR + jE)
Z E,￥=Z Z Z O Zc + Zr 叭鬲■独返 呼4阳粽 內为1是懒井14*F J9（可 产5 =卩5=爲 G + j 肚 |G + Jex 皆赖宰址骼窩时＜f^lOOKHZ）. 3=2n監掘借損女.3. uefg±. R、G可黑略.L 中单懂怅度线的固打电臥住为肛拉忙度蜒的H有电皐此的 当墓車迥惟艸rf^lKHZh 肛2卫片櫃水.可以耐.此时 Z0就是传输线的特性阻抗。 Z0描述了传输线的特性阻抗，但这是在无损耗条件下描述的，电阻上热损耗和介质损耗都被忽略了的，也就是直流电压变化和漏电引起的电压波形畸变都未考虑在内。实际应用中，必须具体分析。 传输线分类 当今的快速切换速度或高速时钟速率的PCB迹线必须被视为传输线。传输线可分为单端（非平衡式）传输线和差分（平衡式）传输线，而单端应用较多。 单端传输线路下图为典型的单端（通常称为非平衡式）传输线电路。 心J 4 电路窗化 m —
阻抗匹配与史密斯圆图：基本原理
阻抗匹配与史密斯圆图：基本原理 摘要：本文是关于使用史密斯圆图进行射频阻抗匹配计算的教程。本文还提供了一些示例以描绘如何计算反射系数、阻抗、导纳等参数。本文还提供了一个样例，使用图形方法计算工作在900MHz下的MAX2472的匹配网络。 经过实践证明，史密斯圆图仍然是用于判定传输线路阻抗的基本工具。 当处理射频应用的实际实现时，总会碰到一些噩梦般的任务。其中之一就是需要匹配各个互连模块之间的不同的阻抗。通常，这些包括天线到低噪声放大器（LNA），功率放大器输出（RFOUT）到天线，以及LNA/VCO输出到混频器输入。对于信号与能量从“源”到“负载”的正确传输来说，匹配任务是必需的。 在高频率的射频电路中，寄生元素（例如导线电感、层间电容、导体电阻等等）对匹配网络有着显著，但无法预料的影响。在几十兆赫兹频率以上的电路中，理论上的计算与仿真常常是不足够的。在射频实验室测量现场，伴随着调谐工作，必须仔细考虑才能决定合适的最终取值。必须使用计算值以便于建立结构类型与目标元件的取值。 有很多方法可用于计算阻抗匹配，包括： ●计算机仿真：原理复杂但是使用简单，仿真器一般用于区别设计功能，而不是进行阻抗 匹配。设计者必须熟悉需要键入的多重数据输入，以及这些数据输入的正确格式。他们同样需要专门的知识，以便于在大量的结果数据中找到有用的数据。另外，除非计算机被用于进行电路仿真这样的工作，电路仿真软件就不会预安装在计算机上。 ●手动计算：由于计算方程的长度（“上公里的”），以及要进行计算的数字的复杂性，这 种方式被普遍认为是非常单调乏味的。 ●经验直觉：只有当一个人在射频领域中工作过很多年以后，才能取得这样的能力。简而 言之，这种方法只适用于非常资深的专家。 ●史密斯圆图：本文所专注的内容。 本文的主要目标就是回顾史密斯圆图的构造与背景，并且总结如何使用史密斯圆图的实践方式。本文提出的主题包括了参数的实际说明，例如找到匹配网络元件的取值。当然，我们使用史密斯圆图不仅仅只能进行最大功率传输的匹配。史密斯圆图同样能够帮助设计者计算出最佳的噪声系数，确保质量因素的影响，以及评估稳定性分析等等。
特征阻抗
一、50ohm特征阻抗 终端电阻的应用场合：时钟，数据，地址线的终端串联，差分数据线终端并联等。 终端电阻示图 B.终端电阻的作用： 1、阻抗匹配，匹配信号源和传输线之间的阻抗，极少反射，避免振荡。 2、减少噪声，降低辐射，防止过冲。在串联应用情况下，串联的终端电阻和信号线的分布电容以及后级电路的输入电容组成RC滤波器，消弱信号边沿的陡峭程度，防止过冲。 C.终端电阻取决于电缆的特性阻抗。 D.如果使用0805封装、1/10W的贴片电阻,但要防止尖峰脉冲的大电流对电阻的影响，加30PF的电容. E.有高频电路经验的人都知道阻抗匹配的重要性。在数字电路中时钟、信号的数据传送速度快时，更需注意配线、电缆上的阻抗匹配。 高频电路、图像电路一般都用同轴电缆进行信号的传送，使用特性阻抗为Zo＝150Ω、75Ω的同轴电缆。 同轴电缆的特性阻抗Zo，由电缆的内部导体和外部屏蔽内径D及绝缘体的导电率er 决定：
另外，处理分布常数电路时，用相当于单位长的电感L和静电容量C的比率也能计算，如忽略损耗电阻，则 图1是用于测定同轴电缆RG58A/U、长度5m的输入阻抗ZIN时的电路构成。这里研究随着终端电阻RT的值，传送线路的阻抗如何变化。 图1 同轴传送线路的终端电阻构成 只有当同轴电缆的特性阻抗Zo和终端阻抗FT的值相等时，即ZIN＝Zo＝RT称为阻抗匹配。 Zo≠RT时随着频率f，ZIN变化。作为一个极端的例子，当RT＝0、RT＝∞时可理解其性质(阻抗以，λ/4为周期起伏波动)。 图2是RT＝50Ω(稍微波动的曲线)、75Ω、dOΩ时的输人阻抗特性。当Zo≠RT时由于随着频率，特性阻抗会变化，所以传送的电缆的频率特上产生弯曲.
阻抗匹配概念
阻抗匹配概念 阻抗匹配概念 阻抗匹配是指负载阻抗与激励源内部阻抗互相适配，得到最大功率输出的一种工作状态。对于不同特性的电路，匹配条件是不一样的。 在纯电阻电路中，当负载电阻等于激励源内阻时，则输出功率为最大，这种工作状态称为匹配，否则称为失配。 当激励源内阻抗和负载阻抗含有电抗成份时，为使负载得到最大功率，负载阻抗与内阻必须满足共扼关系，即电阻成份相等，电抗成份只数值相等而符号相反。这种匹配条件称为共扼匹配。 阻抗匹配（Impedance matching）是微波电子学里的一部分，主要用于传输线上，来达至所有高频的微波信号皆能传至负载点的目的，不会有信号反射回来源点，从而提升能源效益。 大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。 要匹配一组线路，首先把负载点的阻抗值，除以传输线的特性阻抗值来归一化，然后把数值划在史密夫图表上。 改变阻抗力把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。重覆以上方法直至电阻值变成1，即可直接把阻抗力变为零完成匹配。 调整传输线由负载点至来源点加长传输线，在图表上的圆点会沿著图中心以逆时针方向走动，直至走到电阻值为1的圆圈上，即可加电容或电感把阻抗力调整为零，完成匹配 阻抗匹配则传输功率大，对于一个电源来讲，单它的内阻等于负载时，输出功率最大，此时阻抗匹配。最大功率传输定理，如果是高频的话，就是无反射波。对于普通的宽频放大器，输出阻抗50Ω，功率传输电路中需要考虑阻抗匹配，可是如果信号波长远远大于电缆长度，即缆长可以忽略的话，就无须考虑阻抗匹配了。阻抗匹配是指在能量传输时,要求负载阻抗要和传输线的特征阻抗相等,此时的传输不会产生反射,这表明所有能量都被负载吸收了.反之则在传输中有能量损失。高速PCB布线时，为了防止信号的反射，要求是线路的阻抗为50欧姆。这是个大约的数字,一般规定同轴电缆基带50欧姆,频带75欧姆,对绞线则为100欧姆,只是取个整而已,为了匹配方便. 阻抗从字面上看就与电阻不一样，其中只有一个阻字是相同的，而另一个抗字呢？简单地说，阻抗就是电阻加电抗，所以才叫阻抗；周延一点地说，阻抗就是电阻、电容抗及电感抗在向量上的和。在直流电的世界中，物体对电流阻碍的作用叫做电阻，世界上所有的物质都有电阻，只是电阻值的大小差异而已。电阻小的物质称作良导体，电阻很大的物质称作非导体，而最近在高科技领域中称的超
(完整版)阻抗匹配的研究
阻抗匹配的研究 在高速的设计中，阻抗的匹配与否关系到信号的质量优劣。阻抗匹配的技术可以说是丰富多样，但是在具体的系统中怎样才 能比较合理的应用，需要衡量多个方面的因素。例如我们在系统中设计中，很多采用的都是源段的串连匹配。对于什么情况下需 要匹配，采用什么方式的匹配，为什么采用这种方式。 例如：差分的匹配多数采用终端的匹配；时钟采用源段匹配； 1、串联终端匹配 串联终端匹配的理论出发点是在信号源端阻抗低于传输线特征阻抗的条件下，在信号的源端和传输线之间串接一个电阻R，使 源端的输出阻抗与传输线的特征阻抗相匹配，抑制从负载端反射回来的信号发生再次反射. 串联终端匹配后的信号传输具有以下特点： A 由于串联匹配电阻的作用，驱动信号传播时以其幅度的50％向负载端传播； B 信号在负载端的反射系数接近＋1，因此反射信号的幅度接近原始信号幅度的50％。 C 反射信号与源端传播的信号叠加，使负载端接受到的信号与原始信号的幅度近似相同； D 负载端反射信号向源端传播，到达源端后被匹配电阻吸收；？ E 反射信号到达源端后，源端驱动电流降为0，直到下一次信号传输。 相对并联匹配来说，串联匹配不要求信号驱动器具有很大的电流驱动能力。 选择串联终端匹配电阻值的原则很简单，就是要求匹配电阻值与驱动器的输出阻抗之和与传输线的特征阻抗相等。理想的信 号驱动器的输出阻抗为零，实际的驱动器总是有比较小的输出阻抗，而且在信号的电平发生变化时，输出阻抗可能不同。比如电 源电压为＋4.5V的CMOS驱动器，在低电平时典型的输出阻抗为37?，在高电平时典型的输出阻抗为45?[4]；TTL驱动器和CMOS驱动 一样，其输出阻抗会随信号的电平大小变化而变化。因此，对TTL或CMOS电路来说，不可能有十分正确的匹配电阻，只能折中考
怎样理解阻抗匹配,很难得的资料
怎样理解阻抗匹配 阻抗匹配是指信号源或者传输线跟负载之间的一种合适的搭配方式。阻抗匹配分为低频和高频两种情况讨论。 我们先从直流电压源驱动一个负载入手。由于实际的电压源，总是有内阻的（请参看输出阻抗一问），我们可以把一个实际电压源，等效成一个理想的电压源跟一个电阻r串联的模型。假设负载电阻为R，电源电动势为U，内阻为r，那么我们可以计算出流过电阻R的电流为：I=U/(R+r)，可以看出，负载电阻R越小，则输出电流越大。负载R上的电压为：Uo=IR=U/[1+(r/R)]，可以看出，负载电阻R 越大，则输出电压Uo越高。再来计算一下电阻R消耗的功率为：P=I2×R=[U/(R+r)]2×R=U2×R/(R2+2×R×r+r2) =U2×R/[(R-r)2+4×R×r] =U2/{[(R-r)2/R]+4×r} 对于一个给定的信号源，其内阻r是固定的，而负载电阻R则是由我们来选择的。注意式中[(R-r)2/R]，当R=r时，[(R-r)2/R]可取得最小值0，这时负载电阻R上可获得最大输出功率Pmax=U2/(4×r)。即，当负载电阻跟信号源内阻相等时，负载可获得最大输出功率，这就是我们常说的阻抗匹配之一。对于纯电阻电路，此结论同样适用于低频电路及高频电路。当交流电路中含有容性或感性阻抗时，结论有所改变，就是需要信号源与负载阻抗的的实部相等，虚部互为相反数，这叫做共扼匹配。在低频电路中，我们一般不考虑传输线的
匹配问题，只考虑信号源跟负载之间的情况，因为低频信号的波长相对于传输线来说很长，传输线可以看成是"短线"，反射可以不考虑（可以这么理解：因为线短，即使反射回来，跟原信号还是一样的）。从以上分析我们可以得出结论：如果我们需要输出电流大，则选择小的负载R；如果我们需要输出电压大，则选择大的负载R；如果我们需要输出功率最大，则选择跟信号源内阻匹配的电阻R。有时阻抗不匹配还有另外一层意思，例如一些仪器输出端是在特定的负载条件下设计的，如果负载条件改变了，则可能达不到原来的性能，这时我们也会叫做阻抗失配。 在高频电路中，我们还必须考虑反射的问题。当信号的频率很高时，则信号的波长就很短，当波长短得跟传输线长度可以比拟时，反射信号叠加在原信号上将会改变原信号的形状。如果传输线的特征阻抗跟负载阻抗不相等（即不匹配）时，在负载端就会产生反射。为什么阻抗不匹配时会产生反射以及特征阻抗的求解方法，牵涉到二阶偏微分方程的求解，在这里我们不细说了，有兴趣的可参看电磁场与微波方面书籍中的传输线理论。传输线的特征阻抗（也叫做特性阻抗）是由传输线的结构以及材料决定的，而与传输线的长度，以及信号的幅度、频率等均无关。 例如，常用的闭路电视同轴电缆特性阻抗为75Ω，而一些射频设备上则常用特征阻抗为50Ω的同轴电缆。另外还有一种常见的传输线是特性阻抗为300Ω的扁平平行线，这在农村使用的电视天线架上
传输线的特性阻抗分析
传输线的特性阻抗分析 传输线的基本特性是特性阻抗和信号的传输延迟，在这里，我们主要讨论特性阻抗。传输线是一个分布参数系统，它的每一段都具有分布电容、电感和电阻。传输线的分布参数通常用单位长度的电感L和单位长度的电容C以及单位长度上的电阻、电导来表示，它们主要由传输线的几何结构和绝缘介质的特性所决定的。分布的电容、电感和电阻是传输线本身固有的参数，给定某一种传输线，这些参数的值也就确定了，这些参数反映着传输线的内在因素，它们的存在决定着传输线的一系列重要特性。 一个传输线的微分线段l可以用等效电路描述如下： 传输线的等效电路是由无数个微分线段的等效电路串联而成，如下图所示： 从传输线的等效电路可知，每一小段线的阻抗都是相等的。传输线的特性阻抗就是微分线段的特性阻抗。
传输线可等效为：
Z0 就是传输线的特性阻抗。 Z0描述了传输线的特性阻抗，但这是在无损耗条件下描述的，电阻上热损耗和介质损耗都被忽略了的，也就是直流电压变化和漏电引起的电压波形畸变都未考虑在内。实际应用中，必须具体分析。 传输线分类 当今的快速切换速度或高速时钟速率的PCB 迹线必须被视为传输线。传输线可分为单端（非平衡式）传输线和差分（平衡式）传输线，而单端应用较多。 单端传输线路 下图为典型的单端（通常称为非平衡式）传输线电路。 单端传输线是连接两个设备的最为常见的方法。在上图中，一条导线连接了一个设备的源和另一个设备的负载，参考（接地）层提供了信号回路。信号跃变时，电流回路中的电流也是变化的，它将产生地线回路的电压降，构成地线回路噪声，这也成为系统中其他单端传输线接收器的噪声源，从而降低系统噪声容限。 这是一个非平衡线路的示例，信号线路和返回线路在几何尺寸上不同 高频情况下单端传输线的特性阻抗（也就是通常所说的单端阻抗）为： 其中：L为单位长度传输线的固有电感，C为单位长度传输线的固有电容。 单端传输线特性阻抗与传输线尺寸、介质层厚度、介电常数的关系如下： ?? 与迹线到参考平面的距离（介质层厚度）成正比 ?? 与迹线的线宽成反比
阻抗匹配中50欧姆的由来
阻抗匹配中50欧姆的由来 为什么大多数工程师喜欢用50欧姆作为PCB的传输线阻抗（有时候这个值甚至就是PCB板的缺省值），为什么不是60或者是70欧姆呢？ 对于宽度确定的走线，3个主要的因素会影响PCB走线的阻抗。首先，是PCB走线近区场的EMI（电磁干扰）和这个走线距参考平面的高度是成一定的比例关系的，高度越低意味着辐射越小。其次，串扰会随走线高度有显著的变化，把高度减少一半，串扰会减少到近四分之一。最后，高度越低阻抗越小，不易受电容性负载影响。所有的三个因素都会让设计者把走线尽量靠近参考平面。阻止你把走线高度降到零的原因是，大多数芯片驱动不了阻抗小于50欧姆的传输线。（这个规则的特例是可以驱动27欧姆的Rambus，以及National的的BTL系列，它可以驱动17欧姆）并不是所有的情况都是用50欧姆最好。例如，8080处理器的很老的NMOS结构，工作在100KHz，没有EMI，串扰和电容性负载的问题，它也不能驱动50欧姆。对于这个处理器来说，高的阻抗意味着低功耗，你要尽可能的用细的，高的这样有高阻抗的线。纯机械的角度也要考虑到。例如，从密度上讲，多层板层间距离很小，70欧姆阻抗所需要的线宽工艺很难做到。这种情况，你应该用50欧姆，它的线宽更加宽，更易于制造。 同轴电缆的阻抗又是怎么样的呢？在RF领域，和PCB中考虑的问题不一样，但是RF工业中同轴电缆也有类似的阻抗范围。根据IEC的出版物（1967年），75欧姆是一个常见的同轴电缆（注：空气作为绝缘层）阻抗标准，因为你可以和一些常见的天线配置相匹配。它也定义了一种基于固态聚乙烯的50欧姆电缆，因为对于直径固定的外部屏蔽层和介电常数固定为2.2（固态聚乙烯的介电常数）的时候，50欧姆阻抗趋肤效应损耗最小。
阻抗匹配和阻抗变换是什么-阻抗变换和阻抗匹配的详细概述
阻抗匹配和阻抗变换是什么?阻抗变换和阻抗匹配的详细概述阻抗匹配是无线电技术中常见的一种工作状态，它反映了输入电路与输出电路之间的功率传输关系。当电路实现阻抗匹配时，将获得最大的功率传输。反之，当电路阻抗失配时，不但得不到最大的功率传输，还可能对电路产生损害。阻抗匹配常见于各级放大电路之间、放大器与负载之间、测量仪器与被测电路之间、天线与接收机或发信机与天线之间，等等。例如，扩音机的输出电路与扬声器之间必须做到阻抗匹配，不匹配时，扩音机的输出功率将不能全部送至扬声器。如果扬声器的阻抗远小于扩音机的输出阻抗，扩音机就处于过载状态，其末级功率放大管很容易损坏。反之，如果扬声器的阻抗高于扩音机的输出阻抗过多，会引起输出电压升高，同样不利于扩，音机的工作，声音还会产生失真.因此扩音机电路的输出阻抗与扬声器的阻抗越接近越好。又例如，无线电发信机的输出阻抗与馈线的阻抗、馈线与天线的阻抗也应达到一致。如果阻抗值不一致，发信机输出的高频能量将不能全部由天线发射出去。这部分没有发射出去的能量会反射回来，产生驻波，严重时会引起馈线的绝缘层及发信机末级功放管的损坏。为了使信号和能量有效地传输，必须使电路工作在阻抗匹配状态，即信号源或功率源的内阻等于电路的输人阻抗，电路的输出阻抗等于负载的阻抗。在一般的输入、输出电路中常含有电阻、电容和电感元件，由它们所组成的电路称为电抗电路，其中只含有电阻的电路称为纯电阻电路. 下面对纯电阻电路和电抗电路的阻抗匹配问题分别进行简要的分。1、纯电阻电路在中学物理电学中曾讲述这样一个问题：把一个电阻为R的用电器，接在一个电动势为E、内阻为r的电池组上(见图1)，在什么条件下电源输出的功率最大呢?当外电阻等于内电阻时，电源对外电路输出的功率最大，这就是纯电阻电路的功率匹配。假如换成交流电路，同样也必须满足R=r这个条件电路才能匹配。 2、电抗电路电抗电路要比纯电阻电路复杂，电路中除了电阻外还有电容和电感.元件，并工作于低频或高频交流电路。在交流电路中，电阻、电容和电感对交流电的阻碍作用叫阻抗，用字母Z表示.其中，电容和电感对交流电的阻碍作用，分别称为容抗及和感抗而.容
射频连接器的阻抗原理
阻抗匹配与史密斯(Smith)圆图：基本原理 在处理RF系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。一般情况下，需要进行匹配的电路包括天线与低噪声放大器(LNA)之间的匹配、功率放大器输出(RFOUT)与天线之间的匹配、LNA/VCO 输出与混频器输入之间的匹配。匹配的目的是为了保证信号或能量有效地从“信号源”传送到“负载”。 在高频端，寄生元件(比如连线上的电感、板层之间的电容和导体的电阻)对匹配网络具有明显的、不可预知的影响。频率在数十兆赫兹以上时，理论计算和仿真已经远远不能满足要求，为了得到适当的最终结果，还必须考虑在实验室中进行的RF测试、并进行适当调谐。需要用计算值确定电路的结构类型和相应的目标元件值。 有很多种阻抗匹配的方法，包括 ?计算机仿真：由于这类软件是为不同功能设计的而不只是用于阻抗匹配，所以使用起来比较复杂。设计者必须熟悉用正确的格式输入众多的数据。设计人员还需要具有从大量的输出结果中找到有用数据的技能。另外，除非计算机是专门为这个用途制造的，否则电路仿真软件不可能预装在计算机上。 ?手工计算：这是一种极其繁琐的方法，因为需要用到较长(“几公里”)的计算公式、并且被处理的数据多为复数。 ?经验：只有在RF领域工作过多年的人才能使用这种方法。总之，它只适合于资深的专家。 ?史密斯圆图：本文要重点讨论的内容。 本文的主要目的是复习史密斯圆图的结构和背景知识，并且总结它在实际中的应用方法。讨论的主题包括参数的实际范例，比如找出匹配网络元件的数值。当然，史密斯圆图不仅能够为我们找出最大功率传输的匹配网络，还能帮助设计者优化噪声系数，确定品质因数的影响以及进行稳定性分析。 图1. 阻抗和史密斯圆图基础 基础知识 在介绍史密斯圆图的使用之前，最好回顾一下RF环境下(大于100MHz) IC连线的电磁波传播现象。这对RS-485传输线、PA和天线之间的连接、LNA和下变频器/混频器之间的连接等应用都是有效的。
(完整word版)传输线理论
实验一：传输线理论* （Transmission Line Theory） 一.实验目的： 1.了解基本传输线、微带线的特性。 2.利用实验模组实际测量以了解微带线的特性。 3.利用MICROWA VE软件进行基本传输线和微带线的电路设计和仿真。 二、预习内容： 1．熟悉微波课程有关传输线的理论知识。 2．熟悉微波课程有关微带线的理论知识。 项次设备名称数量备注 1 MOTECH RF2000 测量仪1套亦可用网络分析仪 2 微带线模组1组RF2KM1-1A, 3 50ΩBNC 连接线2条CA-1、CA-2 (粉红色) 4 1MΩBNC 连接线2条CA-3、CA-4（黑色） 5 MICROWA VE软件1套微波电路设计软件 四、理论分析： （一）基本传输线理论 在传输线上传输波的电压、电流信号会是时间及传输距离的函数。一条单位长度传输线的等效电路可由R、L、G、C等四个元件来组成，如图1-1所示。 假设波的传播方向为＋Z轴的方向，则由基尔霍夫电压及电流定律可得下列二个传输线方程式： 此两个方程式的解可写成： ) ( ) ( ) ( ) ( ) (2 2 2 = + - - -z V LG RC j z V LC RG dz z V d ω ω ) ( ) ( ) ( ) ( ) (2 2 2 = + - - -z I LG RC j z I LC RG dz z I d ω ω 图1-1单位长度传输线的等效电路
z z e V e V z V γγ--++=)( (1-1) ，z z e I e I z I γγ--+-=)((1-2) 其中V +,V -,I +,I -分别是信号的电压及电流振幅常数，而+、-则分别表示+Z ，-Z 的传输方向。γ则是传输系数（propagation coefficient ），其定义如下： ))((C j G L j R ωωγ++= (1-3) 而波在z 上任一点的总电压及电流的关系则可由下列方程式表示： I L j R dz dV ?+-=)(ω V C j G dz dI ?+-=)(ω (1-4) 式（1-1）、（1-2）代入式（1-3）可得： C j G I V ωγ+=++ 一般将上式定义为传输线的特性阻抗（Characteristic Impedance ）——Z O ： C j G L j R C j G I V I V Z O ωωωγ++=+===--++ 当R=G=0时，传输线没有损耗（Lossless or Loss-free ）。因此，一般无耗传 输线的传输系数γ及特性阻抗Z O 分别为： LC j j ωβγ== ， C L Z O = 此时传输系数为纯虚数。大多数的射频传输线损耗都很小；亦即R <<ωL 且G <<ωC 。所以R 、G 可以忽略不计，此时传输线的传输系数可写成下列公式： βαωγj C G L R LC LC j +=?? ? ??++ ≈2 （1-5） 式（1-5）中与在无耗传输线中是一样的，而α定义为传输线的衰减常数（Attenuation Constant ）,其公式分别为： LC j ωβ=， )(2 1 2o o GZ RY C G L R LC +=??? ??+= α 其中Y 0定义为传输线的特性导纳(Characteristic Adimttance), 其公式为： L C Z Y O O ==1 （二）负载传输线（Terminated Transmission Line ） （A ）无损耗负载传输线（Terminated Lossless Line ） 考虑一段特性阻抗为Zo 的传输线，一端接信号源，另一端则接上负载，如
同轴线的阻抗为什么一般为50或75欧(详解)
什么是典型的电缆阻抗？ 同轴电缆使用的最典型阻抗值为50欧姆和75欧姆。50欧姆同轴电缆大概是使用中最常见的，一般使用在无线电发射接收器，实验室设备，以太等环境下。另一种常用的电缆类型是75欧姆的同轴电缆，一般用在视频传输，有限电视网络，天线馈线，长途电讯应用等场合。 电报和电话使用的裸露平行导线也是典型的阻抗为600欧姆。一对线径标准22的双绞线，使用合适的绝缘体，因为机械加工的限制，平均阻抗大约在120欧姆左右，这是另一种具有自己特有特性阻抗的传输线。 某些天线系统中使用300欧姆的双引线，以匹配折合半波阵子在自由空间阻抗。（但当折合阵子处于八木天线中的时候，阻抗通常会下降很多，一般在100-200欧姆左右） （注：加反射板也会改变阵子的阻抗值，一般会降低，而且反射板越近则阻抗降低越多。） 为什么是50欧姆的同轴电缆？ 在美国，用作射频功率传输的标准同轴电缆的阻抗几乎无一例外地都是50欧姆。为什么选用这个数值，在伯德电子公司出示的一篇论文中有解释。 不的的参数都对应一个最佳的阻抗值。内外导体直径比为1.65时导线有最大功率传输能力，对应阻抗为30欧姆（注：lg1.65*138=30欧姆，要使用空气为绝缘介质，因为这个时候介电常数最小，如果使用介电常数为2.3的固体聚乙烯，则阻抗只有不到20欧姆）。最合适电压渗透的直径比为2.7，对应阻抗大约是6 0欧姆。（顺带一提，这个是很多欧洲国家使用的标准阻抗） 当发生击穿时，对功率传输能力的考量是忽略了渗透电流的，而在阻抗很低，3 0欧姆时，渗透电流会很高。衰减只源自导体的损失，此时的衰减大约比最小衰减阻抗（直径比3.5911）77欧姆的时候上升了50%，而在这个比率下（D/d=3. 5911），最大功率的上限为30欧姆电缆最大功率的一半。 以前，很少使用微波功率，电缆也无法应付大容量传输。因此减少衰减是最重要的因素，导致了选择77（75欧姆）为标准。同时也确立了硬件的规格。当低耗的绝缘材料在实际中应用到柔性电缆上，电缆的尺寸规格必须保持不变，才能和现存的设备接口吻合。 聚乙烯的介电常数为2.3，以空气（介电常数为1）为绝缘层的导线的阻抗为77欧姆，如果以聚乙烯来填充绝缘空间的话，阻抗将减少为51欧姆。虽然精确的标准是50欧姆，51欧姆的电缆在今天仍然在使用。 在77欧姆点的衰减最小，60欧姆点的击穿电压为最大，而30欧姆点的功率输送量是最大的。（注：洋人的思维也如此混乱，这些性能指标明明不是由阻抗决定的。前面说过，这些由D/d比决定的。闲扯这些只让人产生误解） 另外一个可以导致50欧姆同轴电缆的事情，如果您使用一个合适直径的中心导体，并将绝缘体注入中心倒替周围，再在外围装上屏蔽层，选好所有的尺寸以便别人使用并顾及到外观的美观，结果其阻抗都落在50欧姆左右。如果想提高阻抗，中心导体的直径和导线的总径相比的话太细了；如果想降低阻抗，则内外导体之间的绝缘体厚度要做的很薄。几乎任何同轴电缆由于机械美观度的原因，都会接近50欧姆，这使50欧姆成为标准化的一种自然趋向。