反激电路设计规范

反激电路设计规范

2000年6月22日发布

2000年6月22日实施

深圳市华为电气技术有限公司

前言

本规范于2000年6月22日首次发布。

本规范起草单位：二次/工业电源研究部、研究管理部技术管理处本规范执笔人：黄亮

本规范主要起草人：赵林冲、高拥兵、余海清、朱品华、阮世良本规范标准化审查人：刘善中

本规范批准人：华麟

本规范修改记录：

更改信息登记表

目录

摘要 (5)

缩写词/关键词/解释 (5)

1. 来源 (5)

2. 适用范围 (5)

3. 规范满足的技术指标（特征指标） (5)

4. 详细电路图 (5)

5. 工作原理简介 (6)

6. 设计、调试要点 (7)

7. 局部PCB版图 (11)

8. 元器件明细表(详见附录) (11)

9. 附录 (11)

附录1.元器件明细表 (12)

附录2.拓展应用情况 (13)

摘要

本规范介绍了一种反激电路，该电路一般应用于小功率DC/DC变换器中（功率通常在150W以下），具有拓扑结构简单，使用元器件少，成本低等特点。

缩写词/关键词/解释

反激电路

1.来源

本规范中的电路来源于SU450C终端电源模块H3103M1单板，已经在SU450C终端电源模块中得到批量使用验证，与之相关的外围单元电路有输入EMI电路、输入过压保护电路和电池管理控制电路。

2.适用范围

该单元电路可用于小功率（150W以下）AC/DC和DC/DC电源模块中，如工业电源小功率电池充电器、HR60系列电源模块。

3.规范满足的技术指标（特征指标）

本单元电路在SU450C终端电源模块的DC/DC变换电路中得到验证。该电源的规格为：

输入电压：85~300V AC

输出电压：13.65V DC

开关频率：80kHz

输出功率：45W

测试结果表明，在220V AC输入，额定输出的条件下，电源的效率约为75%，功率因数约为0.6。

4.详细电路图

详细电路图如图1所示。图1给出了SU450C终端电源模块的主电路，其中包括反激电路、不控整流电路和输入EMI电路。

图1 反激电路原理图

5.工作原理简介

图2 反激电路波形图

反激电路的波形图如图2所示，图2分别给出了主开关管的电压和电流以及整流二极管的电流波形。下面结合图1和图2说明反激电路的工作原理。

当主开关管Q1导通时，变压器初级电压近似为电源电压，其极性为上正下负，与之对应的变压器次级电压为上负下正，此时整流二极管D7承受反向偏置电压，故处于截止状态，负载的能量由输出电容提供。与此同时，流过变压器初级电感和主开关管的电流逐渐上升，此时变压器相当于一个储能电感，在开关管导通期间储存能量。

当主开关管Q1截止时，整流二极管由反向截止变为正向导通，变压器将储存的能量通过整流二极管提供给负载和输出电容。此时流过整流二极管的电流假设逐渐下降，假设变压器工作在能量完全传递工作模式（DCM模式），则流过整流二极管的电流会一直下降到零。即每个工作周期变压器初级电感储存的能量被完全传递到变压器的次级侧。

对于能量不完全传递工作模式（CCM模式），其工作原理和能量完全传递工作模式类似，电压和电流的波形会有所差别。

由于此电路中的整流二极管是在主开关管截止时才导通，这种电路被称为反激电路。

6.设计、调试要点

反激电路设计的关键和难点是主变压器的设计，核心器件主要包括主开关MOS管和整流二极管。

下面以SU450C电源为例介绍反激电路主变压器的设计以及相关器件的选取。

6.1 SU450C电源主电路的设计

6.1.1 工作条件

输入电压：85~300V AC

输出电压：13.65V DC

输出功率：45W

工作频率：f=80kHz

工作周期：T=1/f=12.5●S

最大占空比：?max=0.45

最大导通时间：T ON max=0.45 T=5.625●S

变压器的输入功率：

电源的浮充电压为13.8V，充电的最大电流为1.75A，负载的最大电流为

1.5A，则输出的最大功率为

P O=13.8 (1.75+1.5)=44.85W

若考虑输出整流二极管的开关损耗、导通损耗以及变压器的效率，变压器的输入功率取为50W。

变压器的直流工作电压：

电源的输入电压范围是85V AC~350V AC，考虑到整流桥的压降(约2V)和纹波电压(约38V)的影响，则变压器的最低直流工作电压为

V DC min=85 2-2-38=80V

6.1.2 主变压器的参数设计

主变压器工作在能量完全传递工作模式，其各项参数计算如下。

6.1.2.1 初级绕组的最大峰值电流：

变压器的输入功率可以表示为

P=1

2fLI p max

2

将LI p max=V DC min T ON max代入上式，可得

I p max=2P

fV DC min T ON max =2 50

80 103 80 5.625 10-6

=2.78A

6.1.2.2 初级绕组的电感量：

L=V dc min T ON max

I p max =80 5.625 10-6

2.78

=162 10-6H

L取160μH。

6.1.2.3 磁芯尺寸的选择：

对于开关电源，根据电路的工作模式（正激、反激、推挽、桥式等等）、变压器传送的功率、电路的工作频率以及对变压器温升的限制，各磁芯生产厂家一般都有相应大小的磁芯供推荐使用。

在本例中，如果选择EER35的磁芯，其A e=1.084cm2，可以满足设计要求。下面依据此磁芯进行绕组设计。

6.1.2.4 初级绕组的匝数：

取 B max=0.16T，则

N p=LI p max

A e

B max =160 10-6 2.78

1.084 10-4 0.16

=25.6匝

N p 取26匝。 6.1.2.5 次级绕组的匝数：

N s =N p

(V OUT +V D )(1-?max )

V DC min ?max

=26

(13.8+1)(1-0.45)

80 0.45

=5.8匝

N s 取6匝。 6.1.2.6 气隙长度：

L g =

4?LI p max 2A e B max

2=

4 ? 160 10-6 2.282

1.084 0.162

=0.38mm

6.1.2.7 初级绕组电流有效值：

I p max rms =I p max

?max 3

=2.78

0.453

=1.08A

6.1.2.8 次级绕组最大峰值电流：

输出电流的平均值为3.25A 。

根据I O T =1

2(1-?

max )TI s max ，可得 I s max =2I O 11-?max

=2 3.25 11-0.45=11.82A 6.1.2.9 次级绕组电流有效值：

I s max rms =I s max

1-?max

3

=11.82

1-0.453

=5.06A

6.1.2.10 各绕组的导线线径

由于电源为自然冷散热，各绕组的电流密度取值不大于3A/mm 2，则各绕组的导线线径可以取为：

初级主绕组：电流有效值1.08A ，采用φ 0.21的导线16股，电流密度为1.95A/mm 2。

次级主绕组：电流有效值5.06A ，采用φ 0.40的导线16股，电流密度为2.52A/mm 2。

在实际绕制反激变压器时，除了安规方面的考虑之外，通常还要考虑变压器的漏感等因素。初级绕组可以采取和次级绕组夹绕的方式减小漏感，但这种方式会使得初级和次级之间的分布电容增加，而且变压器的利用率会低些。

6.1.3 输入电解电容的选取

根据电源输入电压的范围，220V AC 额定输入电压对应的电解电容的耐压等级一般可选用400V 或450V 的电解电容。

根据经验，对于宽输入电压范围的开关电源，其输入电解电容的容量的最佳取值为2~3倍输出功率。由6.1.1可知，本例中的输出功率为44.85W ，则输入电解电容的容量的最佳取值范围是89.7~134.55μF 。

实际选用时，由于SU450C 电源输入过压保护后的静态耐压要求达到400V AC ，因此输入电解电容采用400V/180μF 的电解电容串联使用。

6.1.4 功率MOS 管的选取

功率MOS 管的反向耐压应满足

V DSS >2 V in max +V O N p

N s =2 350+13.8 266=555V

由于MOS 管还要承受变压器漏感引起的尖峰电压以及留取一定的裕量的需要，一般可以选用900V 的功率MOS 管。

由6.1.2.1和6.1.2.7可知，流过功率MOS 管的最大电流峰值和有效值分别为2.78A 和1.08A ，考虑一定的裕量，可以选取900V/8A 的功率MOS 管，编码为15060041。

6.1.5 输出整流二极管的选取

考虑1.25倍的余量，输出整流二极管的反向耐压应满足

V RRM >1.25 V O +2 V in max N

s N p =1.25 (13.8+2 350 6

26

)=160V

根据6.1.2.8和6.1.2.9，输出的平均电流为3.25A ，流过输出整流二极管的最大电流峰值和有效值分别为11.82A 和5.06A 。

根据以上计算，可以选取200V/16A 的快恢复二极管，编码为15010172。

6.1.6 输出滤波电容的选取

输出过压保护点的上限为20V ，输出滤波电容的耐压等级选用25V 或35V 。 输出滤波电容选用高频电解电容，容量的选择主要由流过电容的纹波电流值以及电容的ESR 值决定。

流过电容的纹波电流有效值为

I ripple =I s max rms 2-I O 2= 5.062-3.252

=3.88A

根据以上计算，可以选取2个35V/1000μ的高频电解电容并联使用，编码为08010323。此电容在105℃条件下允许的最大纹波电流为1.95A，其ESR值最大为0.029Ω。电容上产生的纹波电压为

=0.056V

V ripple=3.88 0.029

2

6.2 工作条件变化时的相应调整办法

当电路的参数（如输入电压范围，输出电压值，输出功率等）发生变化时，可根据6.1中相应的公式和计算方法设计选取相应参数。

6.3 PCB布板考虑因素

电源的EMI效果在很大的程度上取决于PCB的设计。反激电路在布板的过程中应考虑以下因素：

6.3.1 尽量减小开关噪声源的环路面积

电路拓扑如果采取单端反激电路，其主要的开关噪声源存在于两个回路，即输入滤波电解电容→变压器初级绕组→开关管→采样电阻→输入滤波电解电容，变压器次级绕组→输出整流二极管→输出滤波电解电容→变压器次级绕组。这两个回路是功率变换的核心主电路，同时也是噪声的主要来源，在布板时应尽可能地保证这两个回路所包围的面积最小化。合理地控制噪声源有助于花较小的EMI 滤波的代价取得良好的EMI效果。

6.3.2 功率地和控制地分开走线

开关电源的噪声源产生于功率回路，如果功率地和控制地共用地会导致功率电路产生的噪声耦合到控制电路中，不利于抑制噪声，而且也容易引起系统的不稳定。通常功率电路和控制电路应保持一点接地，在H3103M1中，初级的功率电路和控制电路在输入滤波电解电容的负极一点接地，次级的功率电路和控制电路在输出滤波电解电容的负极一点接地。

6.3.3 合理的布局

PCB的布局对电源的EMI有决定性的影响。电源板的布局要考虑的因素有：功率的流向简洁明了，功率电路应避免迂回交错；功率电路与控制电路分别放置；初级电路和次级电路的分隔明了；等等。

6.3.4 滤波电容的放置

为了减小电源的EMI，通常都在电源的适当位置放置电感和电容等无源器件进行噪声处理。为了保证电容的滤波效果，在功率回路布线时应使电流尽可能从电容流过，而不能简单地对相同的节点采取铺大面积铜皮的方法。

7.局部PCB版图

8.元器件明细表

参见附录1《元器件明细表》。

9.附录

附录1. 元器件明细表

（分页）

附录2. 拓展应用情况

反激电路已经在工业电源小功率AC/DC和DC/DC模块中大量采用，例如SU450C电源、SU1900电源、MSU208电源、ILP1001电源、HD4810电源、GM43和GM45电源等等。