毕业设计(论文)-12V220V车载逆变电源的设计

陕西航空职业技术学院

毕业设计（论文）

论文题目：12V/220V车载逆变电源制作所属系部：电子工程学院

指导老师：崔保记职称：讲师

学生姓名：高宝强班级、学号: 1235129 专业：航空电子设备维修

2015 年 5 月16 日

陕西航空职业技术学院

毕业设计（论文）任务书

题目：

任务与要求：

时间： 2014 年 10 月 20 日至 2015 年 5 月 20 日

所属系部：

学生姓名：学号：

专业：

指导单位或教研室：电子技术教研室

指导教师：职称：高级讲师

2014年 10 月 20 日

针对传统车载逆变电源存在的缺点, 提出基于ATmega16单片机的数字式车载逆变电源的系统设计方案。该方案以单片机作为正弦脉冲宽度调制（SPWM）的控制器，采用了占空比可调的正弦波脉宽调制波(SPWM) 技术控制定电力MOSFET 的导通与关断，并通过输出电压反馈的闭环软件控制结构,来提供稳压、欠压保护等功能，把汽车蓄电池的12V 直流电转变成220V 纯正弦交流电。本系统硬件电路设计主要由推挽拓扑结构的的DC/DC 升压模块，DC/AC 逆变模块,以及主控制电路和外围接口电路模块组成。控制系统软件则重点阐述逆变器数字控制系统主要环节的设计，给出了软件的总体结构、SPWM波形的实现及软闭环软件控制结构，实现了对逆变器的保护、监测等逻辑控制功能。最后对主电路及控制电路进行了仿真调试，结果表明，所设计的电路及控制策略能够较好地改善输出波形质量，电源直流升压环节波动小, 输出波形畸变率低, 具有较好性能。

关键词ATmega16 PI控制推挽逆变器

一、系统设计方案 (2)

1、设计要求 (2)

2、方案论证与选取 (3)

2.1 SPWM波生成原理及方案选取 (2)

2.2 DC-DC升压电路的分析与选取 (4)

3、系统设计方案 (5)

二、系统硬件设计 (5)

1、系统硬件结构 (5)

2、主电路设计 (5)

2.1 前级升压电路 (5)

2.2 后极逆变电路 (7)

3、控制电路设计 (8)

3.1 前级控制电路 (8)

3.2 后极控制电路 (9)

4、驱动电路设计 (10)

5、保护电路设计 (11)

5.1 输入过压保护电路 (11)

5.2 输入欠压保护电路 (11)

5.3 系统过热保护电路 (12)

5.4 输出过压保护电路 (13)

5.5 输出过流保护电路 (13)

三、系统软件设计 (14)

1、主程序设计 (14)

2、SPWM控制信号的产生 (15)

四、结果分析 (16)

1、主电路仿真 (16)

2、仿真结果与分析 (16)

五、结论 (17)

参考文献 (15)

12V/220V车载逆变电源制作

引言

车载电源又叫电源逆变器，能够将蓄电池12V直流电转换为和市电相同的220V交流电，供一般电器使用，由于常用于汽车而得名。车载电源一般使用汽车电瓶或者点烟器供电，先将这样的低压直流电转换为320V左右的直流电，再将高压的直流电转变为220V、50Hz的交流电。有了车载电源，就可以把家里所有的小家电搬到车上使用，如手机、笔记本电脑、数码相机、车用冰箱、摄像机、DVD等，从而使人在车里有一种置身家中的感觉。自它面世以后，那些在车里使用电器的诸多局限将不复存在，可以使人真正享受“与家同行，与世界相通”的感觉。

文中采用成本低廉的单片机，用软件方法生成SPWM脉宽控制波，使得逆变器输出波形谐波畸变率减小，整机稳定性提高，并且还可实现智能控制。下面介绍一台输入12V 直流，输出220V，50Hz交流，100W 单片机控制的DC/AC正弦波逆变电源。

一、系统设计方案

1、设计要求

车载逆变器是一种能够将 DC/12V 直流电转换为和市电相同的 AC/220V 交流电，供一般电器使用，是一种方便的车用电源转换器。通常设备工作空间狭小，环境恶劣，干扰大,因此对电源的设计要求也很高，除了应具有良好的电气性能外，还必须具备体积小，重量轻，成本低，可靠性高，抗干扰强等特点。

逆变电源质量的好坏极大地影响着电子设备的可靠性，其转换效率的高低和带负载能力的强弱直接关系着它的应用范围，因而本设计要求输出电压波形为正弦波，以克服方波逆变器不能带感性负载的特点。

本设计对逆变电源的要求有：

1、输出为正弦波。

2、具备输出过压、过流保护功能，当输出电压或电流过高时电源停止工作。

3、具备过热保护功能，防止电源温度过高。

4、具备输入过压、欠压保护功能，当直流电池输入电压过高或过低时逆变器均能

自动停止工作。

2、方案论证与选取

2.1 SPWM波生成原理及方案选取

对于蓄电池或太阳能电池等直流电源供电的高频链逆变器而言，SPWM波的特点是输入为恒定不变的直流电压，通过SPWM技术在逆变电路中同时实现调压和调频，且可简化主回路和控制回路结构、提高系统响应速度。目前生成SPWM控制波形的方法主要有两类：一是采用模拟电路，二是采用微处理器由程序生成。

1)利用模拟电路生成SPWM脉冲

利用模拟电路生成SPWM控制脉冲首先由模拟元件构成的三角波和正弦波产生电路分别产生三角载波信号Ut和正弦波参考信号Ur，然后送入电压比较器，从而产生SPWM 序列，这种利用模拟电路调制方式的优点是完成Ut与Ur信号的比较和确定脉冲所用的时间短，几乎是瞬间完成的。而且Ut与Ur的交点精确，是两列比较波的自然交点，未做过任何近似处理，比较器输出经死区形成电路即可生成带死区的SPWM波。然而，这种方法的缺点是所需硬件较多，且难以实现三角波与正弦波的同步，而且模拟元件尤其是运算放大器存在温度漂移等不稳定因素，使得系统调试麻烦，并且不易稳定。

2)利用软件编程方法生成SPWM脉冲

在逆变器控制方法设计中，利用软件编程实现SPWM波的算法很多，通常使用较多的有规则采样法。

采用三角波作为载波的规则采样法示意图如图1-1：

图1-1 三角波作为载波的规则采样法

按自然采样法求得的Ut和Ur的交点为A，和B’，每个脉冲的中点并不和三角波中点重合，对应的SPWM脉宽为t2’，为了简化计算，采用近似的方法求Ut和Ur的交点。规则采样法使脉冲中点和三角波中点重合，通过两个三角波峰之间中线与Ur的交点M 做水平线与三角波分别交于A和B点，由交点A和B确定的SPWM脉宽为t2，t2和t2’

的数值相近，两个脉冲之间相差了一个很小的△t 时间。规则采样法就是利用Ut 和Ur 的近似交点A 和B 代替实际的交点A ’和B ’，用以确定SPWM 脉冲信号。这种方法虽然有一定的误差，但此误差工程实践证明是可以忽略的。因此，SPWM 控制脉冲的实现算法就变为求解简单的三角方程，大大减小了计算量。

))/2sin(1()2/(2t T T t s t **+*=πα （2.2.1）

tm rm U U /=α （2.2.2）

))/2sin(1()4/(2/)(12131t T T t T t t s **+*=-==πα （2.2.3）

由公式2.2.1和2.2.3，可以很容易求得t1和t2值，从而确定相应的脉冲宽度。 在生成SPWM 波形时，通常有查表和实时计算两种方法，实际使用时往往是两种方法的结合，即先离线进行必要的计算存入内存，运行时再进行较为简单的在线计算，这样既可保证快速性，又不会占用大量的内存。规则采样法通常事先存入正弦函数表，运行时根据要求频率即可算出开关器件的导通时间。这种方法的计算量很小且波形的幅值和频率都是可以连续变化的。由规则采样法的原理可知它是用近似的阶梯波来代替正弦波与三角波进行比较，因此它与自然法生成SPWM 相比精度有所降低，但由于其计算公式简单，计算量较小，可大大提高CPU 运行速度，提高程序效率，因此本文在用AVR 单片机对逆变电源进行数字化控制时就是用规则采样法来产生SPWM 波。

2.2 DC-DC 升压电路的分析与选取

1)DC-DC 直接升压

市场上很多逆变电源采用一次逆变，即12V 的直流电经过一次逆变直接由变压器升压输出220V/50HZ 的交流电。但是这种方式的输出电压稳定性不高，不能直接使用，且输出调整很不方便，而且变压器体积较大。

2）DC-AC-DC 推挽式升压

由于高频开关变换技术的成熟和廉价话，现在逆变器的主要电路形式已经转变成为直流-交流-直流-交流功率变换形式。即先将直流电转化为高频交流电，一方面有利于减小变压器的体积和电源的重量，另一方面方便调整，可以通过调整交流（PWM ）占空比，来稳定输出电压。由于要求输出是50HZ 的交流电，所以通常的办法是将高频交流电整流成直流电，再利用50HZ 逆变技术将直流电转化成所需要的50HZ 正弦交流电。所以本次设计采用二次逆变技术，即先通过高频的开关管将12V 直流转化为高频交流，再通过变压器将高频低压电转换为320V 的高频交流电，然后通过整流滤波将320V 高压交流电转化。

3、系统设计方案

综上所述：本次设计采用二次逆变技术，先通过高频变压器将12V直流电变为320V 左右的直流电，然后采用单极性正弦脉宽调制方式，用软件编程方法来产生正弦脉冲调宽波（SPWM）来驱动功率管全桥电路，最终通过LC工频滤波完成12V直流到220V工频准正弦波的转换。

二、系统硬件设计

1、系统硬件结构

车载逆变电源的主电路设计采用中间直流环节的高频变压器式逆变电系统结构, 由高频逆变、高频变压器隔离升压、整流滤波、高频SPWM 逆变和高频滤波输出组成, 实现DC/12 V输入, AC/220V/50Hz输出。系统的控制核心采用ATmel公司推出的ATmega16单片机。逆变器输出电压经过分压采样后反馈到单片机的AD口，单片机对反馈信号与给定信号进行PI调节后输出相应的控制信号。同时在系统中还要对蓄电池电压, 输出电流和系统温度进行采样, 监控欠压、过压、过流和过温情况。系统硬件结构图如图3-1所示。

图3-1 系统硬件结构图

2 主电路设计

2.1 前级升压电路

前级升压主电路由推挽变换器、高频变压器T、整流滤波电路构成。如图3-2所示

图3-2 前级升压电路

2.1.1 推挽逆变电路

（1）工作原理

系统前级高频逆变电路采用推挽变换电路，以适应低压大电流输入情况。Q1和Q2的基极分别接TL494的两个内置晶体管的发射极。中心器件变压器变压器T1，实现电压由12V脉冲电压转变为320V脉冲电压。此脉冲电压经过整流滤波电路变成320V高压直流电压。变压器T1的工作频率选为50KHz左右。电路正常时， TL494的两个内置晶体管交替导通，导致图中晶体管Q1、Q2的基极也因此而交替导通，Q3和Q4 也交替导通，这样使变压器工作在推挽状态，Q3和Q4以频率为50KHz交替导通，使变压器的初级输入端有50KHz的交流电。当Q1导通时，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。当Q1导通时，Q2截止，场效应管Q3因为栅极无正偏压而截止，而此时Q2截止，导致场效应管Q4栅极有正偏压而导通。且交替导通时其峰值电压为12V，即产生了12V/50KHz的交流电。极性电容C3滤去12V 直流中的交流成分，降低输入干扰。滤波电容C1可取为2200uF。

(2) 基本关系

设Ql 或Q2导通时间均为on T ，则占空比

s

T D on T 2?=， s T 为开关周期，当电感电流连续时输出电压与输入电压之间的关系为：

12W W D V V in

o ?= 开关管Ql 和Q2上的电压为：

in Q Q V V V 221==

整流二极管D3～D6上电压为：

in D D V W W V V 1

2632== 很明显，推挽变换器开关管的电压是电源电压的两倍，因而推挽变换器适用于电源电压（输入直流电压）较低的场合，符合本文设计指标的要求。

（3）元件选取

开关管的选取, 主要考虑的因素是管子承受的反向应力(电压)、最大允许通过的电流以及管子的导通损耗。推挽逆变器的开关管承受的最大应力为最高输入电压的两倍, 同时应留有一定裕量。开关管允许通过的最大电流为输出负载最大,输入电压最低时的电流, 同时还要考虑到变压器的传输效率, 同样要留有一定的裕量。由于电流较大, 为了减少导通损耗, 应尽可能选择漏源级导通电阻值小,导通压降小的器件,。图中的推挽场效应管Q3，Q4在工作时会通过大电流，经过计算电流约为19A ，故场效应管的型号选择IRF640A 。其最大耐压值为200V ，电流为32A ，满足要求。

2.1.2 整流滤波电路

整流滤波电路由四只整流二极管和一个滤波电容组成。四只整流二极管D3～D6接成电桥的形式，称单相桥式整流电路。在桥式整流电路中，电容C4滤去了电路中的交流成分，此处滤波取值为10uF 。

2.2 后极逆变电路

后级逆变电路采用全桥逆变器, 对角的两个开关管组成一组, 两组开关轮流工作。流过开关管的电流较小, 但要承受较高的反向电压, 即高压峰值加上一定的余量。故选用型号为IRF820A 的场效应管。其耐压值为500V,最大电流为2.5A 。足以满足逆变电源320V 以及最大电流1A 的要求。同时系统需要设定有死区时间, 以防止开关管直通。主

电路如图3-3，路中各输入输出波形如图3-4。

图3-3后极逆变电路

FB2

图3-4正弦波脉冲调宽波形图

3、控制电路设计

3.1 前级控制电路

前级推挽逆变电路由50HZ脉冲产生芯片TL494控制, 其外围电路如3-5图所示:

图3-5 TL494外围电路图

15脚为芯片TL494的反相输入端，16为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器II的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V基准电压源，负载能力为10mA。所以15脚电压应高于5V。过热保护的R42为200Ω，则15脚的电压为6.22V大于16脚电压。14脚输出基准电压，因为推挽电路为双端输出，故将输出控制端13脚与14脚连在一起。12脚为电源端，接外部12V电压。8、11脚末级三极管集电极，此处亦接外接电源。9、10引脚用于输出50K的脉冲来控制开关管。7脚为接地端，5、6脚外接震荡电阻和电容用于控制输出脉冲频率。4脚为死区控制端其上加0-3.3V电压时，可使截止时间从2%线性变化到100%，本设计中用于实现输入的过压保护和欠压保护。

3.2 后极控制电路

此系统的控制核心电路是ATmegal6单片机电路，主要完成以下2个方面的工作：1)输出SPWM控制信号到驱动电路，控制逆变桥的通断；2)对输出电压进行AD采样。

利用ATmegal6的8位AD定时采集逆变器输出电压经过交流电压传感器及检测转换后反馈到单片机的AD口逆变器输出电压作为反馈，在CPU内部构成电压闭环，用软件实现PI调节，保证零误差调节，使输出电压有效值恒定，不受负载变化影响。为保证输出电压不至于在AD采样误差范围内频繁跳动，还必须应用软件滤波，对输出电压微调。控制电路如图3-6所示。

图3-6 ATmega16的外围电路图

4、驱动电路设计

图3-7 IR2110外围电路图

芯片IR2110外围电路如图3-7所示：其中引脚1和引脚7交替输出高低电平，通过电阻后驱动四个场效应管交替导通，IR2110驱动半桥的电路如图所示，其中C11，D9分别为自举电容和自举二极管，C10为VCC的滤波电容。假定7脚输出低电平期间，C11已经充到足够的电压VC1≈VCC。

IR2110工作原理如图3.4所示：当HIN为高电平时：VM1开通，VM2关断，VC1加到S1的栅极和源极之间，C1通过VM1，Rg1和栅极和源极形成回路放电，这时C1就相当于一个电压源，从而使S1导通。由于LIN与HIN是一对互补输入信号，所以此时LIN 为低电平，VM3关断，VM4导通，这时聚集在S2栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg2迅速对地放电，由于死区时间影响使S2在S1开通之前迅速关断。当HIN为低电平时：VM1关断，VM2导通，这时聚集在S1栅极和源极的电荷在芯片内部通过Rg1迅速放电使S1关断。经过短暂的死区时间LIN为高电平，VM3导通，VM4关断使VCC经过Rg2和S2的栅极和源极形成回路，使S2开通。在此同时VCC经自举二极管，C1和S2形成回路，对C1进行充电，迅速为C1补充能量，如此循环反复。

图3.4 IR2110工作原理图

其11引脚（SD）为芯片关断控制端，当SD为高电平时，驱动芯片关断输出。场效应管无输入信号，逆变电源停止输出。在该电路中用于电池的输入过压保护。当电池电压高于设定值时，保护电路输出高电平，使逆变电路停止工作，因为输出电压和输入电压也是密切相关的，对输入的过压保护在一定程度上也是输出的过压保护。

5 、保护电路设计

5.1 输入过压保护电路

图3-8 输入过压保护电路

电源输入过压保护电路如图3-8所示：VCC为电源电压，VCC通过R1和R2产生一个分压，该分压加到脉冲产生芯片TL494的引脚1，即误差放大器同向输入端，引脚2为反相输入端，电路正常情况下2脚电压应略高于1脚电压才能保证误差比较器I的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。由于引脚2与基准电压输出端14脚相连，则引脚2的电压为基准电压5V。但是当输入电压过高超过15V时，1脚处的电压则会高于5V，即高于2脚的电压，则误差放大器Ⅰ输出高电平，则TL494停止工作，从而实现过压保护。

5.2 输入欠压保护电路

欠压保护电路如图3-9所示，它监测蓄电池的电压状况，如果蓄电池电压低于预设的10.8V，保护电路开始工作，使控制器停止驱动信号输出。

图3-9中运算放大器的正向输入端的电压由R10和R11分压得到，而反向输入端的电压由稳压管箝位在＋9V，正常工作的时候，由三极管Q9导通，IR2110输出驱动信号，驱动晶闸管正常工作，实现逆变电源的设计。当蓄电池的电压下降超过预定值后，运算放大器开始工作，输出跳转为负，同时三极管Q9截止，封锁IR2110的输出驱动信号，

此时没有逆变电压的输出。

由于设置的稳压值为9V，对照常用稳压管的参数表，用于欠压保护的稳压管型号为1N5239A,其稳压值为9.1V，最大耗散功率0.5W,最大工作电流为50mA。

图3-9 欠压保护电路图

5.3 系统过热保护电路

因为逆变电源频率很高，当接大功率负载时逆变器会发热，处于过热状态会影响一部分元器件的性能，会影响逆变器的使用寿命。因而在电路中加入过热保护电路，当温度高于某一个设定值时，逆变器立刻停止工作，使温度降低，从而实现对逆变器的过热保护。

图3-10 过热保护电路

电路结构如图3-10，15脚为芯片TL494的反相输入端，16为同相输入端，电路正常情况下15脚电压应略高于16脚电压才能保证误差比较器II的输出为低电平，才能使芯片内两个三极管正常工作。因为芯片内置5V基准电压源，负载能力为10mA。所以

15脚电压应高于5V 。15脚电压U 计算式为：

)(125435R R R R U ++÷?= (4-7)

这里R4为正温度系数热敏电阻，常温阻值可在150～300Ω范围内任选，适当选大写可提高过热保护电路启动的灵敏度。这里取200Ω。R 取36K Ω，R5取39K Ω，R3为滤波电容，取值为100pF.则15脚电压为6.22V ，符合要求。

5.4 输出过压保护电路

输出过压保护电路结构如图3-11，电阻R41和R42对输出电压进行分压采样，分压后的交流电压值接入ATmega16的AD 引脚，交流电压的检测方法为先测量交流电量的瞬时值然后转化成有效值。将电压有效值

)1(02dt u T U T

?=

离散化，以一个周期内有限个采样电压数字量来代替一个周期内连续变化的电压函数值，则有：

)1(11

2∑-=?=N m m m t u T U 将输入的有效值电压与设定值比较，若输出过压，系统发出警告，并通过单片机调节占空比，从而减小输出电压。输出电压保护电路如图所示3-11。

图3-11 输出过压保护电路图

5.5 输出过流保护电路

输出电流保护电路如图3-12所示：电流采样由电流互感器T2完成，电流互感器的原

边直接串联在逆变电源的输出端，原边的工频电流会在副边感生出感应电流。该感生电流经过整流滤波之后通过分压电阻R20转化为电压信号，然后将该电压信号输入到电压比较器U6A的反向端，通过与正向端的基准电压比较来输出相应的电平信号，该电平信号输入驱动芯片IR2110的控制端SD实现对电路的保护功能。

图3-12输出过流保护电路图

此处设定输出最大电流为1.2A,电流互感器的原副边匝数比为1：120.则当输出电流达到1.2A时，在副边会感生出10mA的电流，经过整流桥和滤波电容的整流滤波之后转换为稳定的直流电流，经过可变电阻R20后在运放的反向端输入一个电压，取R20为1K,则反向端电压为5V。调整R19，使得正向端的电压也为5V,则当电流大于1.2A时，运放输出低电平，则Q10集电极向IR2110的SD脚输出高电平，逆变器停止工作，从而实现过流保护。

三、系统软件设计

1、主程序设计

该方案利用AVR单片机自身提供的PWM输出口，输出SPWM 驱动脉冲。利用A/D转换接口进行过载、过压及蓄电池欠压采样，然后通过程序实现各种保护。SPWM波的生成采用查表法。先离线计算好半个正弦波周期的每个SPWM波的脉冲宽度，然后将这些脉冲宽度值制成数值表。保存在单片机的程序存储器里。当开机初始化完成后。程序自动执行查表程序，然后根据查表值从单片机的PWM 口输出相应宽度的脉冲，再经过IR2110驱动电路得到逆变桥开关管的驱动脉冲，驱动逆变桥工作。软件程序见附录，主程序流程图如图5-1所示.

图5.1 主程序流程图

过载保护是通过串接在交流回路里的采样电阻对输出电电进行采样。采样电阻上的电压一路直接送到IR2110的保护输入脚。当达到设定值时，可迅速关闭直流升压电路。另一路送入单片机的A/D 转换口。程序经过一定的时间取出转换结果，与设定值比较，若系统过压则调用PI 调节，重新产生基准正弦波表，减小输出电压。

2、 SPWM 控制信号的产生

采用离线计算SPWM 波形信号，计算出的实际脉宽转换成计时步阶后生成128 个值的正弦表存入AVR 的ROM 中以供调用，设置SPWM 的频率为50Hz ，ATmega16 单片机CTC 外围功能模块的PWM 功能实现主要依靠相关寄存器值的设定，且以定时器0(T/C0)作为PWM 的时基。相关寄存器的设置如下。

1）SPWM 为了在 CTC 模式下得到波形输出，可以设置 OC0 在每次比较匹配发生时改变逻辑电平。这可以通过设置 COM01:0 = 1 来完成。在期望获得 OC0 输出之前，首先要将其端口设置为输出。波形发生器能够产生的最大频率为(OCR0 = 0x00)

2//_0O I clk OC f f =

频率由如下公式确定：

()0OCR 12/_0+??=N f f O

I clk OC

变量 N 代表预分频因子 (1、 8、 64、或 1024)。

2）定时器计数器T/C0 的控制寄存器TCCR0设定因为SPWM 频率高，周期短，在每个

周期内完成脉宽的调整比较困难，故在此寄存器中设置后分频为1∶3，这样每输出3 个相同脉宽的SPWM 波后改变一次脉宽值。

3）选择CTC 模块作用于PWM功能模式，即WGM01=1，WGM00=1。

4）CCR0 脉宽写入寄存器写入的脉宽值在下个T/C 周期开始变PWM 脉宽。

5）寄存器TCCRO和TCCR2分别对应于CCR0 和CCR2 的输入输出设置，应设置为输出形式。

四、结果分析

1、主电路仿真

全桥逆变电路仿真采用MATLAB7.3.0主要组成部分Simulink进行，并使用PSB模块中自带的功率器件模型，从而建立起仿真模型。仿真电路如图5-1所示。

图5-1 全桥逆变电路仿真

2、仿真结果与分析

利用以上模型就该信号电源在预设参数下进行了仿真。图5-2是SPWM的仿真波形，图5-3为输出电压220V时的仿真波形。

实验采用单极性调制方式的单相全桥SPWM逆变电源．其输入为Ui=12V的直流电，输出电压、频率均可调的正弦波交流电，系统开关频率为16kHz．

图5-2 SPWM仿真波形

图5-3 输出电压仿真波形

五、结论

本文主要完成了以下工作：

1、对逆变主电路进行了结构设计与系统建模。对系统各部分电路包括前级升压、驱动与保护、输出滤波等进行了分析与设计；重点对前级升压电路中的推挽电路及以IGBT为核心的驱动保护电路进行了详细分析；

2、完成了逆变电源软件系统的各模块设计，包括各模块原理分析、流程图等；模块包括方案论证、SPWM模块、PI控制算法等；

3、应用MATLAB中的Simulink对系统进行了仿真，结合以上所做工作，按照预定目标设计参数，得到质量较好的输出波形。

上述的实验结果表明，单极性SPWM方法能够满足一般电源要求，并且其谐波比较小，所以后面的滤波电路也较为简单。本设计具有灵活方便、适用范围广的特点，基本能够满足实践需求。而且本设计采用高频逆变方式，具有噪声降低、反应速度提高以及电路调整灵活的优点。设计符合逆变电源小型化、轻量化、高频化以及高可靠性、低噪