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实验六多级放大器的频率补偿和反馈
实验目的：
1.掌握多级放大器的设计，通过仿真了解集成运算放大器内部核心电路结构。
2.掌握多级放大器基本电参数的定义，掌握基本的仿真方法。
3.熟悉多级放大器的频率补偿基本方法。
4.掌握反馈对放大器的影响。
实验内容
1.多级放大器的基本结构及直流工作点设计。
基本的多级放大器如图.
①若输入信号的直流电压为2V，通过仿真得到图 1 中得节点1，2 和 3 的直流工作电压。
V(1) V(2) V(3)
14.42956V 14.42958V 8.38849V
②若输出级 PNP 管只用差分对管U3 的一只管子，则放大器的输出直流电压为多少？
给出 U3 种采用两只管子的原因。
V(1) V(2) V(3)
14.41222V 14.42958V 7.0707V
可见采用单管后，输出直流电压V（3）减小；而采用两只管子能提高直流工作点，
并使工作点更稳定。
2.多级放大器的基本电参数仿真。
实验任务：
①差模增益及放大器带宽
将输入信号V2 和 V3 的直流电压设置为2V ，AC 输入幅度设为0.5V，相差 180，采用 AC 分析得到电路的低频差模增益A vd1，并提交输出电压V（ 3）的幅频特性和相频特性的仿真结果。在幅频特性中标出上限频率，相频特性中标出0dB 的相位。
V (3)
Avd1= 2(V (5)V ( 4))
=93.3897dB=46718.08
可知 f H =1.3574kHz，φ(0dB)=
159.09
②共模增益
将输入信号V2 和 V3 的直流电压设为2V ，AC 输入幅度设为0.5V，相位相同。 AC 分析得到低频共模增益 A vc，结合①中得仿真结果得到电路的共模抑制比 K CMR，并提交幅频特性仿真图。
仿真得， A vc=-6.61dB=0.4671
Avd / 2
K CMR= Avc =100017.3
③差模输入阻抗
V2 、V3 设为 2V，AC 输入幅度 0.5V，相差 180，AC 分析，用表达式
V (5) V (6)
R id = 得I(V2) I (V3)
到 R id。提交 R id随频率变化曲线图。标出100Hz 的阻抗值。
Rid=94.5860dB=53.62kΩ
④输出阻抗
如下图 V2、V3 直流电压设为2V，AC 幅度为 0，V4 的 AC 幅度设为1，AC 分析。得到输出阻抗 R o随频率变化曲线，并标出100Hz 处的阻抗值。
V9
Ro
I (C1)
100Hz 处 Ro=32.68k Ω。
思考：若放大器输出电压信号激励后级放大器，根据仿真得到的结果，后级放大器R。至少为多少才可忽略负载影响？若后级放大器输入阻抗较低，采取什么措施可以提高放大器的驱
动能力？
若后级放大器输入阻抗较低，可以在前级放大器的输出端并联电阻以减小其输出阻抗。
3.多级放大器的频率补偿
实验任务：
简单电容补偿
按图 1 所示电路，将输入信号 V2 和 V3 的直流电压设为 2V， AC 输入幅度设为 0.5V，找出电路主极点位置，采用简单电容补偿方法进行频率补偿，仿真得到最少补偿电容值，使
得单位增益处相位不低于- 1350，提交补偿后V （ 3）的幅频特性相频特性曲线，标出f H和增益为 0dB 时的相位。
产生第一个极点角频率的节点一般是电路中阻抗最高的节点，本图中为输出端。因
此补偿电容接在输出电压与地之间。
单位增益即增益 =1=0dB 。
仿真得，最小Cφ为3.5μF。输出电压幅频相频特性如下。
上限频率为 1.9297Hz。
0dB相位为 -133.529 。
简单密勒补偿
按图 3 设计电路，得到最小补偿电容值，使得V（ 3）在单位增益处相位不低于-135 0，
提交补偿后V（ 3）的幅频特性相频特性曲线，标出 f H和增益为0dB 时的相位。若要求输出电压为 V（ 9），补偿后相位要求相同，AC 仿真得到所需要的最小补偿电容。
●输出电压为V(3) 的幅频特性相频特性曲线：
上限频率为223.3064Hz。
0dB相位为 -134.328 。
得到的 C1=115pF 。
●输出电压为V(9) 的幅频特性相频特性曲线：
可知上限频率为138.9495Hz。
0dB相位为 -134.6076 。
得到的 C1=202pF。
4.反馈放大器实验任务：
将输入信号V2 直流工作电压设为0V,AC 输入幅度设为1V ， AC 仿真，得到V （ 3）的幅频特性曲线和相频特性曲线，并在图上f H。
可知 f H =2.1499MHz 。
按图 2 中的分析方法，得到输出阻抗随频率变化曲线，标注100Hz 处的值，与未世家负反馈的输出阻抗对照，解释变化。
V2 的 AC 幅度设为0， V4 的 AC 幅度设为 1.仿真得到输出电阻随频率变化曲线。其中 Ro
V (5)
I(C2)
100Hz 时， Rof=12.143=4.05 Ω。
对比与没加补偿的电路（去掉R3）：
可见 100Hz 时 Ro=47.607=240.0Ω。
加了电压负反馈的电路与没有加的电路对比，输出阻抗大大减小。
本图为电压负反馈， R of
R。
1 ，因此反馈越深，输出阻抗越小。
kA
R2=10 Ω，R3=100Ω，R4=0.1Ω，重复；同时按图 4 中 V2 设置条件瞬态仿真，得到 V （ 3）的波形，观察波形是否失真，并解释。
可见 V(3)的幅频相频特性曲线和 R2、R3、R4 修改前是一样的。这是因为它们的比例都相同，分压也相同。
V(3)瞬时波形：
显然有失真。这可能是因为 R2、 R3 减小，导致差分对管基极电流过大，使三极管击穿，出现
了截止失真。
思考：若图 4 反馈放大器电路改为单个15V 电源供电，存在什么问题？如何修改？
存在的问题：
基极和发射级之间电压不够导致U2 无法工作在放大区。
解决方法：
在 R2 与地间串联大电阻R5，增大 R2+R5 的分压，进而增大基极电压，增大VBE 。
此外，这样还会使更多额外功率耗费在R5 上。因此采用正负电源是更好的方法。
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