高性能、大功率直流开关电源

摘要

开关电源具有效率高、体积小、重量轻等显著特点。目前世界各国都有广泛的应用，特别是对大容量高频开关电源的研究和开发已成为当今电力电子学的主要研究领域，并派生了很多新的研究方向。本文的主要内容就是研制一种高性能、大功率直流开关电源。

本文详细分析了高性能、大功率直流开关电源的工作原理，并提出了主电路和控制电路的详细设计方案。在此基础上，完成了整个系统的硬件电路设计和软件程序的编制，并对电源装置的硬件和软件进行了调试和修改。

在分析原理的基础上，本文从三相桥式不控整流、全桥变换器、高频变压器、滤波电路等环节对该系统的主电路进行了阐述，同时探讨了该电源系统实现大功率的解决方案，即采用多个电源模块并联运行。本文还探讨了多个电源模块并联运行时的自动均流技术，并详细介绍了基于平均值的自动均流电路。在电压调节环节上，详细分析了基于UC3825控制芯片的PWM控制电路。

本文研制的直流开关电源具有输出电压可调、输出电流大、纹波小等特点，而且还具有换档、远程控制等功能。实验结果表明它基本达到设计要求，从而验证了理论分析的正确性，具有广阔的应用前景。

关键词:DC-DC变换器，开关电源，均流，高频变压器，PWM控制

ABSTRACT

Switching power has many remarkable characteristics such as high efficiency,smallness and lightness. Countries all over the world have extensive application in switching power, especially research on large capacity high-frequency switching powernowadays has already become the main research field of power electronics and many new research directions has derived from it. The main content of this paper is to develop a kind of high performance, large capacity adjustable switching power.

This paper has analyzed the theory of high performance, large capacity adjustable switching power in detail, and has proposed the main circuit and control circuit designation. On this basis, this paper schemed out the hardware circuit and software and has carried on the debugging and modification of the hardware and software of the switching power.

On the basis of analyzing the theory, this paper has discussed 3-phase uncontrolled rectifier, the full-bridge converter, high-frequency transformer, and filter of the main circuit of this switching power system. This paper explained the solution of this large capacity power system at the same time, namely some power modules are to be connected in parallel. This paper also has studied current sharing circuit while some power modules were being connected in parallel, in the part of current sharing circuit, this paper has introduced current sharing circuit on the base of average current in detail. On the voltage regulation part, this paper has analyzed PWM control circuit on the basis of UC3825 in detail.

Direct current switching power studied in this paper has many characteristics such as adjustable output voltage, heavy output current, low voltage ripple and so on. It also has the functions of changing output voltage gear, remote-control etc.The experimental result indicated that the switching power has reached the design demand, thus it has proved the exactness of the theory analyses, so, this switching power has wide application fields.

Keywords: DC-DC converter, switching power, current sharing, high-frequency transformer, PWM control

目录

摘要............................................... I ABSTRACT.......................................... II 第1章绪论 (1)

1.1 开关电源的发展及国外现状 (1)

1.2 国内开关电源的发展及现状 (1)

第2章系统的整体分析和选择 (3)

2.1 系统整体概述 (3)

2.2 DC-DC变换器的选择 (4)

2.2.1硬开关式全桥变换器 (4)

2.2.2 谐振式全桥变换器 (5)

2.3 控制电路的实现 (5)

2.4 整流滤波回路的选择 (6)

第3章开关电源主电路的设计 (7)

3.1 开关电源的设计要求 (7)

3.2 主电路组成框图 (7)

3.2.1 输入整流滤波电路 (8)

3.2.2 单相逆变桥 (9)

3.2.3 输出整流滤波电路 (9)

3.3 输入整流滤波电路设计 (9)

3.3.1 整流桥 (9)

3.3.2 输入整流电容 (10)

3.3.3 输入滤波电感 (11)

3.4 逆变电路的设计 (11)

3.4.1 功率转换电路的选择 (11)

3.4.2 确定电路工作频率f (11)

3.4.3 高频变压器的计算 (11)

3.5 输出整流滤波电路 (15)

3.5.1 输出整流二极管 (15)

3.5.2 输出滤波电感 (16)

3.5.3 输出滤波电容 (16)

第4章控制电路的设计 (18)

4.1 PWM集成控制器的基本原理 (18)

4.2 高速脉宽调制器UC3825 (19)

4.2.1 主要特点: (19)

4.2.2 极限参数: (20)

4.2.3 内部电路工作原理 (20)

4.3 UC3825的调试 (23)

4.4 反馈电路的设计 (24)

4.5保护电路的设计 (27)

4.5.1软启动电路的设计 (27)

4.5.2过流过压保护 (28)

4.6 辅助电源 (30)

4.7 均流电路设计 (32)

4.7.1 概述 (32)

4.7.2 开关电源并联系统常用的均流方法 (32)

第5章铅酸蓄电池 (34)

5.1 蓄电池充电理论基础 (34)

5.2 蓄电池的常规充电方法 (34)

5.2.1 恒压充电方式 (35)

5.2.2 恒流充电方式 (35)

5.2.3 恒流--恒压充电方式 (36)

5.3 快速充电技术 (36)

第6章总结与展望 (37)

谢辞 (38)

参考文献 (39)

附录 (40)

第1章绪论

1.1 开关电源的发展及国外现状

开关电源在通信系统中得到了广泛的应用，并已成为现代通信供电系统的主流，而通信业的迅速发展又极大地推动了开关电源的发展。在通信领域中，通常将高频整流器称为一次电源而将直流--直流(DC/DC)变换器称为二次电源。同时，开关电源也在各种电子信息设备中，如计算机、充电电源等得到了广泛的应用。

随着大功率硅晶体管的耐压提高和二极管反向恢复时间的缩短等元器件性能的改善，1969年终于做成了25KHz的开关电源。电源界把开关电源的频率提高到20KHz以上称为电源技术的“20KHz革命”。经过几年的努力，从开关电源的电路拓扑型式到相配套的元器件等研究都取得了相当大的进展。在电路拓扑型式上开发出了单端贮能式反激电路、双反激电路、单端正激式电路、双正激电路、推挽电路、半桥电路、全桥电路，以适应不同应用场合、不同功率档次的需要；在元器件方面，功率晶体管和整流二极管的性能也有了较大的提高。1976年美国硅通用公司第一个做出了型号为SG1524的脉宽调制(PWM, Pulse Width Modulation)控制芯片，极大地提高了开关电源的可靠性，并进一步减小了体积。

随着通信用开关电源技术的广泛应用和不断深入，实际工作中人们对开关电源提出了更高的要求，提出了应用技术的高频化、硬件结构的模块化、软件控制的数字化、产品性能的绿色化、新一代电源的技术含量大大提高，使之更加可靠、稳定、高效、小型、安全。在高频化方面，为提高开关频率并克服一般的PWM和准谐振、多谐振变换器的缺点，又开发了相移脉宽调制零电压开关谐振变换器，这种电路克服了PWM方式硬开关造成的较大的开关损耗的缺点，又实现了恒频工作，克服了准谐振和多谐振变换器工作频率变化及电压、电流幅度大的缺点。采用这种工作原理，大大减小了开关管的损耗，不但提高了效率也提高了工作频率，减小了体积，更重要的是降低了变换电路对分布参数的敏感性，拓宽了开关器件的安全工作区，在一定程度上降低了对器件的要求，从而显著提高了开关电源的可靠性。

1.2 国内开关电源的发展及现状

建国初期，我国邮电部门的科研技术人员开发了以国产大功率电动发电机组为主的

成套设备作为通信电源。在引进原民主德国FGD系列和前苏联BCC51系列自动化硒整流器基础上，借鉴国外先进技术，与工厂共同研制成功国产XZL系列自动化硒整流器，并在武汉通信电源厂批量生产，开始用硒整流器装备通信局(站)，替换原有的电动发电机组，这标志着我国国产通信电源设备跃到一个新的水平。

但后来，我国的通信电源发展相当缓慢。1963年开始研制和采用可控硅(SC R)整流器,1965年着手研制逆变器和晶体管直流—直流(DC/DC)变换器，当时与发达国家相比只落后五六年.后由于十年动乱，研制工作一直停滞不前，除了可控硅整流器于1967年在武汉通信电源厂开始形成系列化生产，供通信设备作一次电源使用，并不断得到改进，性能和质量逐步提高外，其它方面进展十分缓慢。一直到80年代才开始生产20KHz DC/DC 变换器，但由于受元器件性能的影响，质量很不稳定，无法作为通信设备的一次电源使用。只是作为通信设备的二次电源使用(二次电源对元器件的耐压及电流要求较低)。直到上世纪90年代初，我国大多数通信设备所用的一次电源仍然是可控硅整流器。这种电源工作于工频50Hz，有庞大的工频变压器、电感线圈、电解电容等，笨重庞大、效率低、噪声大、性能指标低，不易实现集中监控。

总的说来，开关电源的发展趋势为:继续向高频、高效、高可靠、高密度化、低耗、低噪声、抗干扰和模块化发展。

第2章系统的整体分析和选择

2.1 系统整体概述

从大的方面讲，开关电源可分成:机箱(或机壳)、电源主电路、电源控制电路三部分。机箱既可起到固定的作用，也可起到屏蔽的作用。电源的主电路是负责进行功率转换的部分，通过适当的控制电路可以将市电转换为所需的直流输出电压。而控制电路则根据实际的需要产生主电路所需的控制脉冲和提供各种保护功能。开关电源的结构框图可如图2-1所示。

图2-1开关电源的结构框图

从图中可以看出，这几部分是相辅相成的统一整体。在电源的研制和开发过程中必须对每一部分都进行认真的分析和研究，才能使所研制的开关电源满足设计要求。

电源主电路通过输入整流滤波、DC-DC变换、输出整流滤波将市电转为所需要的直流电压。开关电源的主回路可以分为:输入整流滤波回路、功率开关桥、输出整流滤波三部分。输入整流滤波回路将交流电通过整流模块变换成含有脉动成分的直流电，然后通过输入滤波电容使得脉动直流电变为较平滑的直流电。功率开关桥将滤波得到的直流电变换为高频的方波电压，通过高频变压器传送到输出侧。最后，由输出整流滤波回路将高频方波电压滤波成为所需要的直流电压或电流，主回路进行正常的功率变换所需的触发脉冲由控制电路提供。

控制电路是整个电源的大脑，它控制整个装置工作并实现相应的保护功能。一般控制电路应具有以下功能:控制脉冲产生电路、驱动电路、电压反馈控制电路、各种保护电路、辅助电源电路。

为了使开关电源设备正常的工作，使电源的各个组成部分都能发挥其最大的效能，就必须让电源的各个组成部分相互协调、相互协作、在电源的研制与设计过程中应对这方面的问题给予足够的重视。

2.2 DC-DC变换器的选择

DC-DC 变换器是开关电源中实现功率转换的部分。DC-DC 变换器的输入电压为三相整流电压，电压较大，对开关器件因此选用全桥式电路较为合适，可使变压器磁芯和绕组得到最优利用，使效率、功率密度等得到优化；另一方面，功率开关在较安全的情况下运行，最大的反向电压不会超过输入整流滤波电路的输出电压。但是需要的功率元件较多，在开关导通的回路上，至少有两个管的压降，因此功率损耗也较大。由于三相整流桥提供的直流电压较高，工作电流相对较低，这些损耗还是可以接受的。目前，常用的全桥式变换器有传统的硬开关式、谐振式以及移相式，下面分别简单介绍一下。

2.2.1硬开关式全桥变换器

硬开关PWM电路曾以结构简单、控制方便得到广泛应用，其电路结构如图2-2所示.在硬开关PWM电路中，开关管工作在硬开关状态，开关器件在高电压下导通，大电流下关断，因此，在开关瞬间必然有大量损耗。因此，常常加入缓冲电路，如Rc吸收网络。它可以限制开通时的du/dt和关断时的di/dt，使功率器件安全正常运行。

图2-2硬开关式全桥变换器结构

2.2.2 谐振式全桥变换器

硬开关式电路在频率不高时其缺点还不是很突出，随着频率的提高，开关损耗和电磁干扰将变成一个十分严重的问题，为了解决这一问题，有人提出了谐振式软开关的概念。谐振式软开关和硬开关相比，主要是增加了两个附加元件--谐振电感和谐振电容。利用谐振电感和谐振电容的谐振作用，使开关器件在正弦波的零电压或零电流处开通或关断。谐振变换电路有多种拓扑结构，但其基本组成部分还是通过开关器件和谐振元件L、C之间串联或并联实现的，再配以适当的控制策略来实现开关器件的零电压或零电流

动作。其基本电路结构如图2-3所示。

(a)零电流开关

(b)零电压开关

图2-3谐振电路的基本结构图

图2-3(a)为零电流(Zero-Current-Switching)开关，它是通过电感Lr和开关S的串联实现的。Lr和Cr之间的谐振是靠S的导通来激励的，利用Lr和Cr谐振形成开关器件导通期间的正弦波电流波形，电流过零点时即将开关S关断。零电流开关对于具有存储效应的开关器件更加有效，如GTR、IGBT。

图2-3(b)为零电压(Zero-Voltage-Switching)开关，它是通过电感Lr和开关S的并联实现的。Lr和Cr之间的谐振是靠S的关断来激励的，利用Lr和Cr谐振形成开关器件关断期间的正弦波电流波形，电压过零点时即将开关S导通。

2.3 控制电路的实现

根据电路功能的分工可将控制电路分为几大部分:脉冲产生电路、触发电路、电压反馈控制电路、软启动电路、保护电路、辅助电源电路等，具体控制电路如图2-4所示。从图2-4可以看出，脉冲产生电路是控制电路的核心。脉冲产生电路根据电压反馈控制电路、保护电路以及软启动电路等提供的控制信号产生出所需的脉冲信号，然后该脉冲信号经过触发电路的放大后去驱动开关元件，使开关管导通或关断。

图2-4电源控制电路框图

控制电路输出的PWM信号，电平幅值和功率能力均不足以驱动大功率开关元件，因此选择合适的驱动电路是必须的。驱动电路是将控制电路输出PWM脉冲信号经过电隔离后进行功率放大和电压调整再去驱动大功率开关管，由于所提供的脉冲幅度以及波形关系到开关管的开关过程，直接影响到损耗，所以，应该合理设计驱动电路，实现开关管的最佳开通与关断。

保护电路是控制电路的一个重要组成部分，为了提高电源的可靠性必须不断完善保护电路的功能。当前开关电源电路的主要保护功能有:过流保护、过压保护、欠压保护、温度保护。过流保护和过压保护是为了保护负载和电源两者而设置的，而欠压保护和温度保护是为了电源本身而设置的。

辅助电源电路的功能是为控制电路供电。辅助电源的类型有很多种，既可以采用串联线性调整型电源，也可以采用开关电源。辅助电源也可以通过高频变压器获得输出后反馈提供，辅助电源本身作为开关电源的一组负载。选取辅助电源电路形式时，只要该电源能满足控制电路的要求即可。

2.4 整流滤波回路的选择

整流滤波回路是开关电源的重要组成部分，它可以提高电压、电流的稳定度，减小

干扰。开关电源中分别存在输入和输出整流滤波回路。

第3章开关电源主电路的设计

3.1 开关电源的设计要求

本文设计的大功率直流开关电源主要应用于电力系统的高频开关电源，确定技术指标如下:

1. 输入电压: 380V±20%

2. 电网频率: 50Hz±10%

3. 功率因数: >0.93

4. 输入过压告警: 437V±5V

5. 输入欠压告警: 320V±5V

6. 输出标称电压: 220VDC

7. 输出电压范围: 176-286VDC

?10mV

8. 输出纹波电压: V o

9. 输出额定电流: 5A

10. 输出过压保护: 325V±5V

11. 输出欠压保护: 195V±5V

12. 便于生产和维护

在本课题研究的过程中，主要对大功率开关直流电源的工作原理、电路的拓扑结构和运行模式进行了深入研究，并结合系统的技术参数，确定系统主电路的拓扑，设计出主电路，即分别设计出滤波、整流、DC-DC变换器、软启动和保护控制等部分。下面就对电源主电路的设计进行详细说明。

3.2 主电路组成框图

根据需要设计大功率开关电源的技术要求，本文进行了方案的验证与比较，设计如图3-1所示的软开关直流开关电源的主电路框图。虚线以上是主电路，主电路主要分为输入整流滤波、逆变开关电路、逆变变压器和输出整流滤波；虚线以下为控制回路，控制回路主要包括信息检测电路、控制和保护单元、监控单元和辅助电源。

图3-1 直流开关电源的主电路框图

本电源采用ZVZCS- PWM 拓扑，原边加箝位二极管，三相交流输入整流后，加LC 滤波，以提高输入功率因数，主功率管选用IGBT，控制电路采用UC3875移相控制专用集成芯片，电流电压双闭环控制。具体设计主电路如图3-2所示，包括三个部分:(1) 输入整流滤波电路；(2) 单相逆变桥；(3) 输出整流滤波电路.

3.2.1 输入整流滤波电路

三相交流电经电源内部EMI滤波后，加到整流滤波模块。EMI滤波器的作用是滤除功率管开关产生的电压电流尖峰和毛刺，减小电源内部对电网的干扰，同时又能减小其他用电设备通过电网传向电源的干扰。滤波电路采用LC 滤波，电感的作用是拓开电流导通时间，限制电流峰值，可以提高电源的输入功率因数。滤波电容采用四个电解电容，两个串联后并联使用，满足三相整流后的高压要求。电阻R1、R2是平衡串联电容上的电压，高频电容与电解电容并联使用，滤除高频谐波，弥补电解电容高频特性差的缺陷。

图3-2 电源主电路结构

3.2.2 单相逆变桥

单相逆变桥采用IGBT ，以满足高压、高功率的要求。无感电容(C7、C8)并联在两桥臂之间，降低两桥臂之间电压尖峰的干扰，谐波电感L r ，隔直电容15C 、16C 、17C 防止变压器的直流偏磁，原边箝位二极管减轻副边振荡，主变压器起到原、副边的隔离、耦合作用，原、副边各一副绕组，以满足副边采用全桥整流的要求，原边加交流互感器，检测原边电流作保护用。

3.2.3 输出整流滤波电路

采用全桥整流满足高压的要求，高频滤波电感L f ，电解电容(E5、E6、E7)，高频电容(18C ，21C )滤除高频谐波分量，共模电感(2L )，Y 电容(19C 、20C )，抑制共模分量，电流采样电阻3R ～R 5，输出二极管D14，防止电池电流反灌。

3.3 输入整流滤波电路设计

该电源的输入整流滤波电路同一般大功率PWM 型开关电源的输入整流滤波电路相似。主要包括两部分组成:整流桥和输入滤波电路。

3.3.1 整流桥

工作频率为50Hz ，输入为三相交流电压380V ，采用三相整流桥。

(1) 整流桥的耐压:

考虑最大输入电压

.max U in =U in ×1.2=380×1.2=456V

整流二极管的峰值电压为

.max U in =380×(1＋20%)=640V

取50%的裕量 640×(1+50%)=960V

根据整流桥的实际电压等级，我们选择整流桥的耐压为1200V

(2) 整流桥的额定电流

因为电源的输入功率随效率变化，所以应取电源效率最差时的数值。

在此，我们按一般开关电源的效率取值，取效率为80%

电源的输入功率:

P=P n =220×5/0.8=1375W

因最大输入电流是在交流输入电压下限时，所以，

.max U in =380V ×80%=304V,

最大输入线电流:

.max I in

取整流桥的额定电流为10A 。

3.3.2 输入整流电容

输入电容器Cm 决定于输出保持时间和直流输入电压的纹波电压的大小，而且要在计算流入电容器的纹波电流是否完全达到电容器的容许值的基础上进行设计。E 为电网电压最低时输入三相桥式整流电路的输出平均电压:

E=

3π=Ea

其中Ea 为交流输入线电压。

简易公式

E= 1.35×380×(1－20%)= 410V

通过直流输入电路的平均电流I ave ，为:

I ave =P m E =1375410=3.35A 计算单相全波整流电路滤波电容的经验公式为:

Cm=400～600I ave

由于三相全波整流电路的基波频率为单向电路的3倍，因此计算三相电路滤波电路的公式为:

Cm=133～200I ave

所以，

Cm= 200×3.35= 670uF

根据计算结果，在实际电路中，我们选用1O00 uF/4OOV 的电解电容4只两两串联

后再并联组成滤波电容组。

3.3.3 输入滤波电感

电感中最大电流为交流输入电压下限时通过直流输入电路的平均电流I ave =3.35A 理论上输入滤波电感越大，电流脉动越小，输入功率因素越高，但受体积重量和价格的限制，并根据绕制厂家的现有工艺水平，选用C15×32×l05硅钢片铁心，线径为

1.6毫米，电感量为18mH 的工频电感。电感量的确定较难精确计算，可通过实验确定。

3.4 逆变电路的设计

3.4.1 功率转换电路的选择

根据第二章的分析可知，该电源属于大功率电源，采用全桥式功率转换电路.

3.4.2 确定电路工作频率f

考虑到开关管的参数、控制电路及主电路的特性等因素，选取开关桥的工作频率为30KHz 。

3.4.3 高频变压器的计算

(1) 选择工作磁通密度B

磁芯选用MX0-200铁氧体材料。选取工作磁通密度B=900GS.

(2) 计算磁芯规格并计算原变绕组匝数

根据电源所用高频变压器的设计经验，磁芯采用环形磁芯。

磁芯规格:D ×d ×h= 120×60×20 mm

D 为环形磁芯的外直径

d 为环形磁芯的内直径

h 为环形磁芯的厚度

根据设计高频变压器的总结公式:

1N S C =12V t ON B

×100

在公式中，1V t ON 应取最大值。电路工作频率为30KHz ，T=33.4uS ，t ON 为导通时间，根据计算的占空比，我们暂取11uS ，1V 为施加在原变绕组上的电压幅值，其最大值为电网电压最大时的三相整流滤波输出值:

380×(1+ 20%)=640V 。

S C 为磁芯截面积:

S C =120602220600622

D d h mm cm --?=?== 所以，计算所得高频变压器原边绕组匝数为:

6401110065.2126900

N ??=

=?? 1N 取整数为65T 。 (3) 计算副边绕组匝数

按设计要求，输出电压最大值为286V ，考虑从电源输出端到负载之间传输线的压降(取压降<0.3V)，因此，该电源的最高输出电压为:

max V o =325+0.3=325.3V

输出整流二极管的压降取2V:

滤波电感的压降取0.6V ；

我们暂取开关桥的最大占空比max D =0.66；

因此，最高输出电压、额定负载时高频变压器副边绕组最低电压幅值为:

2min V = (325.3+2+0.6)/0.66 = 496.8V

因此，根据公式:

2N =2min 11min

V N V 其中，

1min V = 380×(1-20%)×1.35=410V

得到副边绕组匝数2N 为:

2N =496.86578.8410

?= 因此，变压器副边绕组的匝数应取整数79T 。

原边绕组必须重新修正，为

4107965.21496.8

N ?== 所以，变压器原边绕组的匝数还应取整数65T 。

(4) 计算实际占空比

在输入电压最低，输出电压最高时有最大占空比max D

1min V = 380×(1-20%)×1.35=410V

2min V =2N ×1min V /1N = 79×410/65= 498V

max D =325.320.6max 0.6584982min

V V V o oD orL V ++== 在输入电压最高，输出电压最低的时候有最小占空比min D

2max V =2N ×1max V /1N = 79×640/65= 777V

设此时V oD +I orL = 1V

min D =1951min 0.2527772max

V V I r o L o oD V +++== 相应的导通脉宽:

max t ON =max D T/2=0.658×33.4/2=10.98uS

min t ON =min D T/2=0.252×33.4/2=4.2uS

(5) 选择绕组导线线径

取负载电流为额定负载电流的105%，则流过输出电感的电流平均值为5×120% =5.25A ，流过副边绕组的电流幅值即为流过电感的电流幅值，即为

2I m =5.25A/max D =5.25/0.658=7.98A

其平均值2I ave = 5.25A

其有效值 2I = 5.25A

考虑到存在集肤效应，根据相关文献，3OKHz 时的穿透深度为0.3815mm ，因此，选用的导线线径不得大于0.763mm 。为绕制方便，选用线径为0.31mm 的导线。取电流密度J=3A/mm 2，单根导线载流量为0.2264A ，因而需用5.25/0.2264=23.18根，因而选用24根绞合而成。

原边绕组流过的电流为双向电流，其宽度为max t ON ，其幅度由折算负载电流，折算到输出电感电流增量以及励磁电流等三部分组成，前两者也如副边平均幅值电流那样

取平均折算电流幅值，即

21I =2N ×2I m /1N = 79×5.25/65= 6.1A

设励磁电流幅值为折算副边电流幅值的8%，即:

I u = 0.08×2I m = 0.08×5.25= 0.42A

它是锯齿形电流，我们将其转换成平均值在叠加到副边电流上。

I u 的平均值I uave 为

I uave =I u /2= 0.42/2= 0.21A

因此，原边绕组等效矩形波电流幅值1I m 为

1I m =21I +I uave = 5.25+0.21= 5.46A

其有效值为:

I t =1I 原边线径仍取0.31mm ，电流密度J=3A/mm 2，单根导线载流量为0.2264A ，因而需用4.43/0.2264=19.57根，取整数选用0.31mm 高强度漆包圆铜线20根绞合而成。

(6) 校核窗口面积

Φ120×60×20磁芯窗口面积为:

0S = 42

d π=2826mm 2

原边绕组0.31mm 导线的最大外径可由相关文献查得为0.37mm ，因此原边绕组占有的标称面积1S 为:

1S =220.0372*******mm π

???=

副边绕组占有的标称面积2S 为:

2S =220.0372*******

mm π

???= 占空系统β为: β= (1S +2S )/0S = (195+140)/2826= 0.12

可见窗口面积绰绰有余。

(7) 校核绕组压降及功耗

Φ120×60×20磁环的高度为2cm ，径向厚度为3cm ，设副边绕组平均匝长为15cm ，

由相关文献查得0.31mm 导线的铜心截面积为0.07548 mm 2，所以其截面积2S 为:

2S = 23×0.07548= 1.736 mm 2

单个绕组的电阻2R 为

2R =22

l S ρ=O.O168×(15×0.01)×79/1.736=0.11Ω 纯铜在25℃时的电阻率为0.0168Ω mm 2/m

式中(15×0.01)是把厘米换算成公式需要的米度量单位.

副边绕组的功耗为:

2P r =222I R ?= 5.252×0.11=3.03W

设原边绕组的平均匝长约为12cm ，由相关文献查得0.31mm 导线的铜心截面积为0.07548 mm 2，所以其截面积1S 为:

1S = 20×0.07548= 1.51mm 2

其中，电阻1R 为；

1R =11

l S ρ=0.0168×12×0.01×65/1.51=0.08Ω 原边绕组的功耗为:

1P r =211I R ?= 4.432×0.658×0.08=1.03W

变压器得到绕组的总损耗P B :

P B = 1P r +2P r = 3.03+1.03= 4.06W

3.5 输出整流滤波电路

输出整流滤波电路是通过快恢复整流二极管的整流和滤波电感及滤波电容将高频变压器输出的高频交变电压或电流编程要求的输出电压或电流。因为输出电压比较高(22OV)，所以高频变压器的副边选用桥式整流，以提高安全可靠性。下面对输出整流电路的各部分进行一下分析与计算。

3.5.1 输出整流二极管

因为输出二极管工作于高频状态(30KHz)，所以应选用快恢复二极管。

(1) 输出整流二极管的耐压

高频变压器副边的输出最高电压峰值为:

2max V =1max V ×12

N N =380×(1+20%)

×7965=783.6V 所以加在输出整流二极管上最高的反压为783.6V

(2) 输出整流二极管的电流

输出整流二极管流出的电流即为流过输出滤波电感的电流，所以其有效值为5.25A 。 根据以上分析，同时考虑一定的裕量，选取RURU3O12O 作为输出二极管。该二极管的耐压为120V ，额定电流为30A 。

3.5.2 输出滤波电感

根据相关文献的公式可以得到:L ﹥020min VI V t on

I - 选0min I 为额定负载电流的5%，即0min I = 5×5% =0.25A

T=1/f s =1/30×103=33.3uS

min T on =(min D *T)/2=4.2uS

2max V = 783.6V

此时的电感电流增量不得大于20min I ，所以 L=2max min min 2min V V o T o I o -*=783.619564.21020.25

--???=4.94×103-H 所以选取滤波电感为4.94×103-H

3.5.3 输出滤波电容

(1) 根据输出纹波电压0V ?来计算滤波电容的大小: C=(1)min 0232V D f V L o o -?=220(10.252)233230000 4.9100.1

?--????=11.66×106-F

(2) 根据输出电压动态幅度0V ?来求出滤波电容的大小 C=20max 20

L I o V V p -