永磁同步电动机三相坐标系的数学模型.docx

4.2 永磁同步电动机三相坐标系的数学模型

为方便分析起见， 将三相永磁的同步电动机看作是理想的电机， 也就是说它符合下列假设：

(1) 转子上面没有阻尼绕组；定子中各个绕组的电枢电阻、电感值相等，三相定子的绕组按对称的星形分布；

(2) 其气隙磁场服从正弦分布而且各次谐波忽略不计，感应电动势也服从正弦分布；

(3) 永磁体的等效的励磁电流恒定不改变；电机中的涡流、趋肤效应、电机铁芯饱和和磁滞损耗的影响均忽略不计；温度与频率不影响电机的参数。

坐标系正方向的选取：

(1) 转子逆时针方向旋转为正； (2) 正向电流生出正向磁链；

(3) 电压，电流的正方向按照电动机的惯例。

则静止三相坐标系里永磁同步电动机的定子侧电压方程

u

3s

R 3 s i

3 s

p

3s

(4-1)

静止三相坐标系里永磁同步电动机的定子侧磁链方程

3 s

L 3 s i 3s

f

F 3s ( )

(4-2)

式中，

i A

R 0 0

A i

3s

i B ， R 3s 0 R 0 ， 3s B i C 0

0 R

C

u A

sin

u 3s

u

B

， F 3s ( )

sin(

120 ) u C

sin( 120 )

1

cos120 cos240

1 0

0 L 3s

L

m3

cos120 1 cos120

L

l 3

0 1 0

cos240

cos120

1

0 0

1

电机统一理论和机电能量转换告诉我们，电机的电磁力矩

[37]

T e n p Im(

s i s* )

(4-3)

式中， * 代表取共轭复数， Im 代表取虚部。

4.3 永磁同步电动机 dq 坐标系的数学模型

三相交流电机是一个耦合强、 非线性、阶次高的多变量系统， 它在三相静止

的坐标系里的数学模型相当复杂， 应用传统的控制策略对其实现交流调速有很大

的困难，所以对于一般的三相交流电机常常应用矢量控制的方法，

采用坐标变换，

把三相交流的绕组等效变换成两相互相垂直的交流绕组或者旋转的两相直流的

绕组，等效变换以后其产生的磁动势相等，系统的变量之间得到了部分的解耦，

它的数学模型得到了大大简化， 使得对于系统的分析和控制也简化了很多， 使得

它的数学模型与比较简单的直流电机类似

[52]

。

B

N 3 i B

β

N 3i β

60° α

60°

N 2 i α N 3 i A

A

N 2i β

N 3i C

C

图 4-1 静止的三相和两相坐标系坐标变换采用的空间矢量位置图

通常会用到如下的六种坐标变换：三相和两相正交坐标系间变换

(3s/2s 变

换 )，两相正交坐标系和三相坐标系间变换 (2s/3s 变换 )，静止两相和旋转两相坐标系间变换 (2s/2r 变换 )，旋转两相和静止两相坐标系间变换 (2r/2s 变换 )，三相静止

和两相旋转坐标系间变换 (3s/2r 变换 )，两相旋转和三相静止间变换 (2r/3s 变换 )。

根据磁动势和功率相等的等效原则，两相与三相的合成磁动势相等，即图 4-1中，两

相与三相绕组的磁动势在 、 坐标轴上投影相等，即

N 2 i

N 3 i A

N 3i B cos N 3i C cos N 3 (i A 1 i B 1

i C ) (4-4)

3

3 2 2 N 2 i

N 3i B sin

N 3i C sin 3

N 3 (i B i C )

(4-5)

3

3

2

其矩阵形式为：

1 1

i A

i N 3 1

2

2

i B

(4-6)

i

N 2 3 3 i C

2

2

要使变换之后总功率保持不变，可证，匝数比应等于N

32

N 23

所以，可以求得

i2111i

A 22

i B

i

3

33

0i C

22

所以，三相和两相正交坐标系间变换的变换矩阵

111

222

C

3s / 2 s

33

30

22又因为， i A i B i C0 ，所以，可得

111

i22

i A

2 i

33

i B 0

22

03

i C

222

222

所以，三相和0 正交坐标系间变换的变换矩阵为

111 22

233

22

3

222

222这是一个正交矩阵，所以

102

i A 2 i

213

i B2i

3222

i C0

132

222

所以，两相正交坐标系和三相坐标系间变换的变换矩阵

(4-7) (4-8) (4-9) (4-10) (4-11)

10

213 C2s / 3s

22

3

13

22

β

q

N2iβ F

θ N2i d d

N2i q

φ

N2iαα图 4-2静止的两相坐标系和旋转的两相坐

标系由图 4-2可知

i d i cos i sin

i q i sin i cos

其矩阵形式为：

i d cos sin i i

i q sin cos i C

2s / 2 r i

进而，可求得

i cos sin i d i d

i sin cos i q C

2r / 2 s i q

所以，静止两相和旋转两相坐标系间变换矩阵

cos sin

C2 s/ 2r

sin cos

旋转两相和静止两相坐标系间变换矩阵

cos sin

C

2 r / 2 s

sin cos (4-12)

(4-13) (4-14) (4-15) (4-16) (4-17)

三相静止和两相旋转坐标系间变换的变换矩阵：

cos

cos( 120 ) cos( 120 )

C 3 s/2 r

2

sin(

120 )

sin(

120 )

(4-18)

sin

3

1

1

1 2

2

2

加之

90

(4-19)

变换阵可变为下面的形式

2 sin

sin(

120 )

sin(

120 )

C

3s/2 r

cos cos( 120 ) cos( 120 ) (4-20)

3 1 1

1

2

2

2

其逆变换矩阵是

C 2 r /3 s

T

(4-21)

C 3 s/2 r

所以

x 3 s C 2 r /3 s x 2r (4-22)

x 2 r

C 3 s/2 r

x

3s

(4-23)

式中 x

[ x x x C ]T

，

x

[ x x x ]T

(x 可以是电流 i ，电压 u ，也可以是磁

3 s

A B

2 r

d q

链 )。

将式 (4-2) 3s/2r

变换，可以得到

C 3s/2 r

3 s

C 3s/2 r L 3s C 3s/2 r 1C 3 s/2 r i 3 s

f

C 3s/2 r F 3 s ( )

(4-24)

d

i d 式中

C 3s / 2r 3s

q ， C 3 s/ 2r i 3s

i q

i 0

C

3s/2 r

L 3 s

C

3s/2 r 1

2 sin sin(

120 ) sin( 120 ) 1 0.5

0.5 1 0 0

cos cos( 120 ) cos( 120 ) L m3 0.5 1

0.5 L l 3 0 1 0

3 1

1

1 0.5 0.5

1

0 0 1

2

2

2

T

2 sin sin( 120 ) sin( 120 ) 1.5L m

3 L l 3

0 cos cos( 120 ) cos(

120 )

1.5L

L

3

m3

l 3 1

1

1 0

L

l 3

2 2

2

f

C

3s/2 r

F 3s ( )

2 sin sin( 120 ) sin( 120 )

sin

f

cos cos( 120 ) cos( 120 ) sin( 120 )

3 1

1

1 sin(

120 )

2

2

2

1.5

f

设 L d 3 1.5L m3 L l 3 ， L q3 1.5L m3

L l 3 ， L 03 L l 3 (4-25)

则， dq 0 坐标系中定子侧的磁链方程为

d L

d 3

0 i d 1.5

q

0 L

q3

i q f 0

(4-26)

L

l 3

i 0

从式（ 4-1）可推出

u A Ri A p A

(4-27)

从式 (4-20)至(4-23)推出

x A

2

( x d sin

x q cos

1

x 0 )

(4-28)

3 2

把式 (4-27)代入式 (4-28)

(u d Ri d p d

s q )sin

(u d Ri d p q

s q ) cos

1

(u 0 Ri 0 p

0 ) 0

3

(4-29)

要使任意 值都能使得式 (4-29) 成立，须满足如下条件

u d Ri d p d s q

u q

Ri q p q

s

d

(4-30)

u 0

Ri 0

p 0

因为式 (4-3) 中的零序分量 i 0 与机电能量转换无关，所以只要考虑

dq 坐标系

中的直轴、交轴的分量

s

d j q

i s i d ji q(4-31)式（ 4-3）和（ 4-31）可推出

T e n p Im(s i s*)

n p Im{(d j q )(i d ji q )}

n p ( d i q q i d)

将式 (4-26)代入得

T e n p (1.5 f i q (L d 3 L q3 )i d i q )(4-32)由上述推导可以求得dq 坐标系中三相永磁同步电动机的定子侧电压方程为

u d Ri d p u q Ri q p d s q

(4-33) q s d

dq 坐标系中三相永磁同步电动机的定子侧磁链方程为

d L

d 3

i

d

1.5

f

q

L

q3

i

q

(4-34)

dq 坐标系中三相永磁同步电动机的定子侧电磁转矩为

T e n p (1.5 f i q (L d 3 L q3 )i d i q )(4-35)式(4-33)-(4-35) 中，u d，u q是定子电压的dq轴分量；i d， i q是定子电流的 dq 轴分量；R是定子的电阻；d、q为定子磁链的 dq 轴分量；s 是同步电角速度； L d 3， L q 3代表 dq 轴电感分量；n p代表极对数； f 代表永磁体磁链；p 代表微分算子d / dt[37]。

4.4 永磁同步电动机矢量控制

正弦波 PMSM 有永磁转子与定子的三相分布绕组，定子绕组里的感应的电动势、通常采用交流的 PWM 变压变频器供给的定子电流、电压均是正弦波。永磁同步电

动机通常没有励磁绕组和阻尼绕组，转子是用永磁体材料做的。正弦波PMSM 的转子磁动势方向随转子位置变化而且幅值恒定不变， PMSM 的矢量控

制也是基于磁场定向的，这点和电励磁同步电动机一样，只是PMSM 的转子永

磁体的磁场恒定不变，再加上它的参数和结构各不相同，因此它的控制方法与其

他电机不太一样。

假想 PMSM 转子有一个虚拟的励磁绕组，当绕组上通过虚拟励磁电流

I f 的

时候，它和 PMSM 的转子磁动势相等。所以， PMSM 可以和常见的电励磁同步电动机等效，它们的唯一区别就在于前者虚拟励磁电流恒定不变， 也就是说虚拟

励磁电流 I f

常数 ，并且

dI f ，等效于虚拟的励磁绕组是由恒定电流源为其

dt

供电 [52]。

因为它的定子绕组和电励磁的同步电动机没有区别，将式 (4-34)代入 (4-33)，

并考虑到

d

f

，定子电压方程式可写为：

f

是一个常数，

dt

di d

d f

u d

Ri d

s

L q 3i q

L

d 3

dt 1.5 dt

di q

u q Ri q

s

L d 3i

d

L

q 3

dt

1.5 s f

写成矩阵形式为

u d

R

s

L

q 3

i d

L

d 3

0 d

i d 0

f

u q s L

d 3 R i q 0 L q 3 dt i q 1.5 s

(4-36)

(4-37)

(4-38)

用 T L 作为扰动输入， F 为转子与负载之间的粘性摩擦系数， u d 、 u q 、 f 作

为输入变量， i d 、 i q 、 作为状态变量，那么可得到 PMSM 的状态方程

d

n p 1 n p 2

( d i q

n p T L

1 dt (T e T L ) J

F s

q i d )

F s

J

J

J

J

di d R

i d

s

L

q3 i

q

u d dt L d 3 L d 3

L d 3

di q L d 3 R

1.5 s f

u q

dt

s i

d

i q

L q3

L q 3

L q 3

L q 3

(4-39)

(4-40)

(4-41)

PMSM 的数学模型比电励磁的同步电动机阶次低，非线性强，耦合程度减

弱。

PMSM 一般根据转子磁链定向控制， 基频之下恒转矩工作区里， 控制定子电 流矢量在 q 轴上面，也就是让 i q

i s ， i d 0 ，这时候的磁链方程 (4-34)变成

d

1.5

f

(4-42)

q

L q3i

q

这时候的电磁转矩方程变成

T e 1.5n p f i q

(4-43)

可见，实施 i d 0 的控制方案起来比较简单， 因为

f

恒定不变，所以电磁转

矩和定子电流成正比， 只需要精确地检测出转子在 d 轴的空间位置， 然后控制逆

变器让三相定子的合成电流矢量或者磁动势矢量落在

q

轴上就行了。 PMSM 的矢

量控制变频调速与直流他励电动机的调压调速有同样的品质

[37]

。检测电动机转

子位置的方法不少， 可使用霍尔磁检测器和磁性材料、 光电编码器等直接检测方法。间接位置检测方法通过检测电枢绕组的感应电流和电动势， 然后再根据电机模型，应用状态观测估计转子位置。 因为没有使用机械式的位置传感器， 系统的成本和可靠性均有改善， 所以在国际上 PMSM 的无传感器的控制方法的研究得到了广泛研究和普遍重视。 PMSM 的转子位置估计方法，一种是适用电机高速、中速运行的根据定子绕组反向电势进行估计的方法， 因为电机低速运行的时候反电势相当小，转子估计误差会变得比较大。 另一种方法适宜于电机任意转速包括静止状态的根据磁路的不对称特性进行估计。 有人提出吸收两种方法的优点， 当电机以较高的速度运行的时候根据反电势模型，采用 Kalman 滤波技术估计电机转子的位置，当

电机以较低的速度 ( s 0.2

)运行时或者静止时，根据定子齿槽部

分的磁饱和特性， 给定子绕组加上检测电压并且监测电流的变化率， 从而获得相电感变化量。 又因为相电感是转子位置的函数， 从而计算出转子位置角。 该方案 效果较好，不过，因为状态观测方法大多根据电机的电流模型或者电压模型，

参

数变化或者模型不准确都将影响观测结果， 对于提高 PMSM 的性能不利， 通常用

在对精度和可靠性要求不高的系统， 无位置 PMSM 的速度闭环系统的稳定性还需 要进一步研究 [53] 。

由式 (4-20)至式 (4-23)可知

sin

cos 1

2

C

2 r /

3 s

C

3 s/2 r

T

2 sin( 120 ) cos(

120 )

1 (4-44)

3

2

sin(

120 ) cos(

120 )

1

2

sin

cos 1

*

2

*

i A

2

sin(

1 i d

i B *

120 ) cos(

120 )

i q * (4-45)

i C *

3

2 i 0*

sin(

120 ) cos(

120 )

1

2

i A*2

(i q*cos i d*sin

1

i0* )(4-46) 32

i B*2

[ i q*cos(2)i

d

*sin(2)

1

i 0* ](4-47) 3332

i C*2[ i q*cos(2)i d*sin(2)1i0* ](4-48)

3332

式中的角可以采用转子位置检测器检测出来。将电流给定信号i s*正弦调制以后，计算得到三相电流给定信号i *A、 i B*、i C*采用三相电流闭环控制让实际的

电流信号快速地跟随给定信号，达到期望的控制效果。

i d 0 实施方案有：使用电流和转速双闭环控制与使用电流滞环控制[58]。严格说起来电流滞环控制也使用了电流和转速双闭环控制，不同的是其电流环控制

应用了 BANG-BANG控制[58]。

0 的转子磁链定向控制，具有以下几个特点：

(1)因为定子电流 d 轴分量等于零， PMSM的数学模型得以简化，励磁和 d 轴阻尼绕组是一对简单耦合线圈，和定子电流没有相互作用，从而让 d 轴和定子绕

组之间完全解耦。转矩方程里的磁链 f 和电流i

q 也解耦。转子的永磁磁通和定子电

流相互解耦，控制系统结构简单，转矩相当稳定、脉动比较小，调速范围比较宽，特别适合用在高性能的机器人和数控机床等场合。

(2)当负载、定子电流增大的时候，因为电枢反应的影响，从而导致气隙合成磁链增大，会大幅提升电机的定子电压， PMSM 的电压升高，那么变压器与电

控装置的容量要比较大，使得有效利用率降低，所以该方法并不经济。另外，定

子电压与电流矢量的夹角也会变大，使得PMSM 的功率因数降低，所以，该控制方式适合小容量交流伺服系统[37] 。

4.5 永磁同步电机的协调控制系统仿真

4.5.1 单个永磁同步电动机的矢量控制系统仿真

在M atlab/Simulink 环境下搭建单个永磁同步电动机的矢量控制仿真模型，如图4-3 所示，其中的 Speed Ref 为参考转速，这里设为 30rad/s ，因为我们采采用 i d

用浙江蓝翔机电设备制造有限公司的 TYFX30-4-82永磁三相同步电动机的调速范

围为 180-2460rad/min,

即 3-41rad/s 。采用的是 i d 0 的转子磁链定向控制。 Permanent Magnet

Synchronous Machine( 永磁同步电动机 ) 的参数设置如

下：电机的 极对 数 n p

4 ， 定子 的相绕组电阻 R s 2.875

，永磁体磁链

f 0.175Wb ，定子 dq

轴的电感 L d ， L q 均取 0.85mH,转动惯量 J

0.0008Kg .m 2 ,

转子与负载之间的粘性摩擦系数 F 0

[59]

。系统空载起动进入稳态后， 在 t 0.04s

的时候突然加入负载 T L

10 N .m 。

由式 (4-42) 得

d

1.5 f 1.5 0.175 0.2625Wb

(4-49)

q

L q 3i

q

8.5 10 4

i q 将电机参数及式 (4-49) 代入式 (4-39) 至(4-41) ，得永磁同步电动机的状态方

程

d n 2p

q i d ) n p 1 dt

( d i q

T L

F s

J

J

J

5.25 103 i q

5 103 T L

(4-50)

di d R s i d

s

L

q3

i q

u d

s i

q

1176.5u d

(4-51)

dt L d 3 L

d 3

L

d 3

di q L

d 3

s i

d

R s i q 1.5 s f

u q

dt

L

q3

L

q 3

L

q 3

L

q3

3382.4i q 308.8 s

1176.5u q (4-52)

图 4-3单个永磁同步电动机的矢量控制系统的Simulink仿真模型

电机的转速反馈后与参考转速比较，转速差送入PID速度控制模块，其结构

如图 4-4所示，输出为参考电流 i q*，图中， P为 PID控制器的比例参数，这里取为0.8；I为PID 控制器的积分参数，这里取为 35；D为微分参数，这里取为 0。Saturation为

饱和限幅模块，它的作用是将输出的参考电流限幅在要求的范围之内。

图 4-4 PID 速度控制模块框图

dqtoabc 模块将 dq 坐标系的两相参考电流变换为三相坐标系里的三相电流。dqtoabc 模块的结构图如图 4-5 所示，iqref，idref分别为dq坐标系里的两相参

考电流 i q*、i d*，ioref为i0*, the为转子位置信号。

图4-5 dqtoabc 模块内部结构框图

图中的 Calculate iA *、Calculate iB *、Calculate iC *分别为计算三相坐标系中

的三相电流的表达式，由式(4-46) 、式 (4-47) 、式 (4-48) ，结合图 4-5, 可知Calculate iA *、 Calculate iB *、 Calculate iC *的表达式分别为：

sqrt(2/3) * (u(1) * cos(u(4)) u(2) * sin(u(4)) sqrt(1/2) * u(3))

sqrt(2/3) * (u(1) * cos(u(4) - 2 * pi/3) u(2) * sin(u(4) - 2 * pi/3) sqrt(1/2) * u(3))

sqrt(2/3) * (u(1) * cos(u(4) 2 * pi/3) u(2) * sin(u(4) 2 * pi/3) sqrt(1/2) * u(3))

PWM逆变模块的结构如图 4-6 所示：它的输入是三相实际电流i A、i B、i C与三相参考电流 i *A、 i *B、 i C*，输出三相电压 U A、 U B、 U C。

图4-6 PWM逆变模块的结构框图

将电机参数和式 (4-49)代入 (4-35)得，dq坐标系中三相永磁同步电动机的定子侧电磁转矩

T e n p (1.5 f i q(L d 3L q3 )i d i q )

4 1.50.17

5 i q 1.05i

q (N.m)(4-53)

图 4-7永磁同步电动机转矩响应曲线

图4-7中显示电机空载启动以后，在0.04s的时候 , 突然加入负载T L10N .m 之后，电机的转矩增大。

图4-8显示了，dq坐标系中两相参考电流空载起动以后，在0.04s的时候, 突然加入负载 T L 10 N .m 之后的变化。可以看到，红色的曲线表示 i d，它很小，约等于

零。黄色的曲线表示i

q,在加入扰动后

i

q增大到10A左右。对比图4-7和图4-8可知

T e 1.05i q

图 4-8 dq坐标系里的两相参考电流i

q、i d响应曲线

图4-9三相坐标系中的三相电流i a、 i b、 i c的响应曲线由图 4-3中的设置可知i d0 ,

i00 ，结合式(4-20)至(4-23)得

i a 2

i q cos(4-54) 3

i b 2

i q cos(2)(4-55) 33

i c 2

i q cos(2)(4-56) 33

由图 4-9可知，电机空载启动，进入稳态后，三相电流值较小，峰值约为 1.2A,受扰动后，电流幅值增大，另外，还可看到图中三相电流相角相差120度。对比图 4-9与图 4-8可知i a、i b、i c与i q满足式 (4-54)至(4-56)的关系式。

图 4-10永磁同步电机的转速响应曲线

图4-10显示了，电机空载启动后，转速进入稳态。在t=0.04s加入 T L=10N.m 的负载后，转速的变化。图中可以看出电机受到扰动后，到0.14s才回到到原来的转速，系统的抗扰动能力不佳。