双微带贴片微带天线

双频贴片天线

S. Maci and G. BifJi Gentili

佛罗伦萨大学电子工程部

地址Via S. Marta 3

关键词：微带天线，多频天线

1.摘要

双频贴片天线在大宽带平面天线上可以提供选择的余地，在应用中，对两个独立的传输接收系统中，大带宽是真实需要的。当两个工作频率隔的比较远，一个双频贴片天线结构设计能提供分离的系统。这篇文章，一个关键性的概述的可以解决的方法就双频贴片天线的出现，未来的前景很客观。

2介绍

贴片天线具有很吸引人的特性，比如矮小的高度，重量轻和和单片微波集成电路的兼容性。它们的主要缺点是有一个固定的带宽限制，这个是由于它本身特性结构所决定的属性。另一方面，现代通信系统，比如卫星连接（全球定位系统，车用，等等），同样新兴的应用也一样，比如无线局域网（WLAN），经常要求天线能够紧密和低价格，因此提出平面技术是很有用的，有时候也是不可避免的。此外，由于它的低高度，贴片天线非常适合安装在空中平台的系统，像合成孔径雷达（SAR）和散射系统。由于这些应用，新的动机给予战胜带宽限制的贴片天线的最前沿研究方向。在增加天线带宽的应用中需要处理两子分开的频带，一个适当的选择是用双频贴片天线做为替代品扩大带宽。实际上，对一个特定的应用优化天线，是为了保证拥有匹配的传输带宽和或者收到信号。双频天线通过单一的辐射结构显示出双共振能力。尽管从空间和成本上看，它们很适合，但很少人保注意力放在双频贴片天线上。这可能是于它的复杂的馈电网络有关，特别是在对数组中的应用。

双频运行的需要出现在车载卫星的通信系统中。这个系统的天线是低成本并且能在各向同性模式上满足需要；贴片天线的性能赢得了比赛。

当系统需要在遥远的距离也能工作两个频率，双频贴片天线可以提供两种可以用的不同天线；一种种类是合成孔径雷达。它是很众所周知的天线，现在合成

孔径雷达天线雇佣两个不同的频段。合成孔径雷达未来的发展趋势就是至少覆盖双频天线的三分之二的带宽。这将会减少重量和面积，因此改善的归宿可能是发射天线。合成孔径雷达双频贴片天线是非常复杂的设想，以一个例子来说，双频天线的存在是所有问题的关键因素。

第一个涉及设计的关键点是传输-接收（T-R）模型。最重要的问题是对不同的两个频段在同样的单片微波集成电路实现，但这个不是经常能实现，由于频率分开的比较大，需要对每一个频率点（特别是对接收渠道）有不同的微带元件去符合。第二个问题所关注的问题是单独馈电网络为每个频率。往往考虑到双线性极化需要，这个可能是最关键的问题来解决。这个严格的关系到能确定提供物理空间给印刷微带馈线部分，同时很好的分隔两个频率，以及两个极化。

上面关于开放式结构和富有挑战性的问题，和他们的讨论超过了这篇文章的目的。我们的焦点在双频贴片天线辐射结构上。特别的是，在下一节制那个，一些解决方案会在提出的文献回顾。

3.双频贴片天线技术

原则上，，在两个不同的频率上无论是辐射和阻抗匹配，双频平板天线运行具有类似的功能。通过使用平面技术获得特性不是简单的事情，特别是当贴片天线固有的结构和简单技术需要被维持时。

众所周知，一个简单结构的长方形贴片可以被看做是一个腔磁壁上的辐射。第一，三模型具有同样的极化可以通过TM100，TM200和TM300表示，TM指的是磁场关于接口的横向。TM01是实际应用中的典型模式；TM200和TM300是与TM100模式频率相关的两倍和三倍。原则上，这一规定在多种频率中有运作的可能性。在实践中，TM200和TM300模式不能使用。事实上，由于辐射电流的运行，TM200模式一侧为零，TM300模式有很大的副瓣。

最简单的方法可以在双频率中使用第一共振正交的长方形贴片，比如TM100和TM010模式。在这种情况下，频率比大概等于两个正交贴片尺寸的比。这个方法最明显的限制是两个刺激两个正交极化。无论如何，这个简单的方法在节省成本，缩短距离的运用中是非常有效，前提是两极化区分的要求不是很紧凑。

上述方法的特点是第一类双频贴片天线1），被正交模式双频贴片天线所确定。这一类可以扩展到其他任何一类可以提供两个交叉极化谐振模式的贴片。大

多数其他双频贴片天线在文献中都可以发现，细分为2）多补丁双频天线，和3）反向双频贴片天线。在下面，简明的介绍了三中类型的双频天线的现状。为了方便起见，摘要中包括图1。

3.1正交模式双频贴片天线

如前所述，这些天线的特点是两个共振正交极化。在最简单的情况下，利用长方形贴片（1，2）这些可以都得到。一个天线有趣的特性是他们同时匹配的输入阻抗在两个频率的单一馈电结构（指按“单点”的图1）、这个可以与探针配置，可以利用两个主轴的馈电贴片所替换。正如[1]所示，就拿天线的协调水平和带宽来说这种方法是几乎等于在2个长方形的主轴上分离同样的反馈贴片。这提供了是用众所周知的设计公式的可能性。他还值的指出的是，两个偏振频率的匹配水平同样符合结构，但是两个正交极化情况比较糟糕。

如[2]所建议的，单独馈电的协同可以通过耦合链接来得到，其中耦合倾斜的微带馈电线路。需要的长度和倾斜的角度可以通过伸出两个正交方向谐振大概获得。这连个预测的长度相当于两个插槽，激发馈电贴片，在两个不同的偏振。倾斜的插槽也可以进行调整，以弥补错误的匹配，这是专为一个频率设的四分之一波长。

正交模式可分离微带（见“双点馈电”，在图1中）。[ 3 ]中，一个圆形贴片在这两种模式中的圆形孔洞中使用了两个正交插槽。在两个馈电之间隔离度可以达到35dB。这个解决1方案不能提供灵活行，在设计频率比的时候。在图4中，有不同的形状的建议，其中贴片环是有两个交叉的圆圈有同样的半径，其中中心距离被设计的给定的频率比代替。在正交极化点良好的隔离可以得到与耦合微带馈电传输线（27dB）。

3.2多贴片双频天线

在这些结构，双频能力是通过多种辐射元素得到，其中每一个有强大的电流支持和共振辐射。这一类包括多层折叠馈电（见“堆栈”，图1）可以使用圆形，环形，长方形和三角形贴片。这些天线在两个频率是同一极化，以及双极化。同一多层结构可以扩展单一频率天线的带宽，当连个频率被迫完全间隔时候。在后一种情况先，较低的贴片可以通过传统的布置进行馈电，上层贴片通过与较低的贴片耦合链接[7]。为了避免事情上层的共振，两个贴片的尺寸一个紧密，以便

于获得频率比的协调。对上层贴片直接探针馈电也可以用[5,6]。在这种情况下，探针在较低的贴片上穿过清洞，有电流的链接到上层贴片。在设计最优化匹配的两个频率时，这种结构确定了一个自由度（孔半径），同时允许一个宽的频率比范围，在这种结构的上层贴片电磁耦合。相对于谐振频率的两个孤立贴片，上层频率（小的）贴片增加，较低频率的贴片（大的）减小。在任何情况下，由于强耦合的两个因素，简单的设计公式无法找到，因此一般而言，全波分析被要求在设计第一阶段。

对多频率天线可以通过在同一基板上印刷多共振频率获得（见“共同平面”图1）。Croq和Pozar提出平行矩形偶极子，加上一个插槽，这中类型的共振频率比是1.35。辐射模式已经被证明，和所有工作频率保持一致，这类天线因为它的简单很有吸引力。

所有上面讨论的多谐振天线允许只有有限的频率比，使他们是适合短波链接传输模式或者车载卫星通信。雷达应用，比如合成孔径雷达和多光谱散射，经常需要一个大的频率间隔，因为多腔结构必须包含贴片的不同尺寸。一个简单的例子，对这个概率。包括一个十字形的低频段贴片，已经四个频率上段的贴片。这结构将会在下面一节做详细的讨论。

对于一个两个频率分隔大的情况，分离的标准是天线的每个频率都可能通过。例如，对两个频率，贴片和相关的馈电网络能够折叠两个不同衬底上，从而取得两个几乎独立的天线。提出的结构是一个数组双频模块，每频率，有两个叠加两层结构组成，。较低的结构是一个插槽耦合贴片，在0.9千兆赫;上部结构为四个分阵列贴片，工作频率在2.5千兆赫。这一分阵列槽通过威尔金森分隔网络馈电，这是位于有限开槽接地平面的子阵和低频贴片。这项安排的利用这两个子天线可以设计几乎独立，只要两个频率正交极化可以运行。在这种配置中，不要指望平行板模式激发开槽之间的接地平面和较低的贴片。在阵列之间传送接收模块下，这可以产生杂散辐射和耦合。

图1 双频贴片天线

3.3被动加载贴片天线

最热门的技术，获得双频行为是引进负载加载在单一的贴片上。这最简单的方法是连接一个辐射边缘，这样一个方式进一步引入了第二个工作频率的谐振长度。这可能容易被力进为各种传输模式。正如图1所示，其他类型的都可以使用，包括V形，插针，加电容器，和插槽。

无负载方法第一次在[12]中使用，在那里采用可调同轴。这种结构可以通过两个的调整和在一个间的方式下频率的设计，另一方面，这个方法阻塞和不适合

高频率段。在[13]中，介绍了更加实际的结构，其中同轴线底部由微带组成。

[14]插入物加载进辐射边缘或者一个激励先（“V形加载”）是一种另类的方式引入双频的行为，创造了和微带加载的统一效果，同时有缩小尺寸的优势。不管怎么样，V形和根法，频率比都不能比1.2不引入过高交叉极化或增加畸变频率模式下的高。

为了获得更高的频率比值，不懂的方法以及提出。特别的是，通过缩短空孔或者集中贴片和地面的电容器，我们可以修改TM100模式的共振频率或者TM300模式的。正如[16]所示，由缩短设在那里的空洞引脚达到最小值，引脚是影响TM300模式的电流分布因素。这中强烈改变让我们得到共振频率，TM100依然没有收到影响。通过增加语音干扰分析系统的数量，这样允许频率比可以从二到三。这样的缺点是，TM300辐射模式受到虚假副瓣的影响。一份详细的使用孔洞改变谐振频率和极化的调查开展[17]。在那里，使用的二极管点的墓地是改变载入结构，使频率灵敏。频率比（4-5）有分寸高的价值，可通过两个集中电容器获得，连接贴片和水平地板[18]。

另一种电抗负载可以采用在贴片上刻槽。载入插槽允许一个强有力的对谐振模式的长方形贴片进行修改，尤其是单插槽面削减了当前不受干扰的模式。特别的是，如[19]所示，依靠语音干扰分析系统，同时使用插槽和短路线允许的频率比从1.3到3。其他类型的插槽负载贴片已经单独的在[20]和[21]中结束，长方形贴片有两个雕刻窄槽和平行极化所组成。同样的结构在[22]中调查，并且扩展到双极化中[23]，更多细节将在下一节给出。

4.一些单一和双线极化几何结构

双频贴片天线例子显示数据如图2.4[20-23]。这些属于反射负载贴片天线，其中负载通过在贴片上用槽获得。首先结构是线性极化，为双线性极化，而第二个和第三个是适合的，具有不同的功能。对于所有的这些天线，，频率比可以从2到3.5，多腔结构如图5成功使用。在下面的是对以上提啊下的讨论。

4.1 开槽矩形贴片天线

基本几何是开槽矩形贴片天线，在两个窄槽，L,和d尺寸，是雕刻在贴片和水平辐射边缘上。槽的位置的是通过w和I的尺寸来决定，这是L和W方面尺寸非常小的贴片。这类天线可以通过孔[20-21]或者探针馈电[22]。

这双频工作在开槽结构可以解释为两个模式TM100和TM300所产生的共振。特别是，因为印刻插槽接近辐射边缘，他们相互以最小值接近，因此，TM100模式轻微的调动会改变值。与结构密切联系的第一个模式基本上是没有插槽贴片的。因此它的谐振频率和标准的贴片几乎没有不同。

另一方面，TM300模式目前的分配是要极大的修改，因为在那里位于插槽的电流不受TM300模式干扰，TM300模式应该是很有用的。电流围绕插槽分布，并找到共振条件下接近每个插槽的两个边缘的空值。这种情况迫使电流分布的中心部分范围大于相应的不受干扰TM300模式，因此变成和TM100模式类似的模式。由于增加电流线贴片长度，使共振频率降低。

关于辐射的格局，在[22]中所示，当插槽很短，辐射情况有三个副瓣，是在不受TM300模式干扰。由于插槽长度的增加，中心辐射首次降低，然后消失了。一种情况可以被找到，在它的辐射展示中在侧面是空的。当插槽长度（L）进一步增加，在中心贴片处电流对外场的贡献变的更加重要，这填补了在边缘方向的辐射。对L，可和W相比，这种辐射模式和TM100模式标准基本上类似，以至于两种辐射模式特性相互之间基本相似，，是双频天线可取之处。对设计天线的频率比的考虑。事实上，L是最重要的参数，对设计上端频率。在上频段，使规律性模式强制限制的频率比范围内。

让我们分别指出与TM100和TM300修改模式相关联的共振频率?100和?300。为了设计这两个频率，简单的经验公式，物理模型的基础上，发现了非常有益。第一共振频率没有受插槽载入影响，通过公式计算修改矩形贴片，第一频率可以预测的很好，

（1）其中c是自由空间的光速。

和

是修正因素对于插入插槽影响的解释。这个参数可以定义在上式公式中，图2所示。

上面的共振频率可以根据简单的传输线模型预测，这是根据观察上层频率的电流分布。因此通过围绕插槽，电流发现共振的情况，。围绕导体狭窄部分就像两个半波长开路点。

相当的有效介电常数被视为一个W宽带微带线模式，来描述各插槽的电流分布。通过公式推出估计的第二个共振频率。

有效的范围和公式（1）和（5）的精确性对结果要全波分析。从这些公式看出，通过改变贴片的尺寸和插槽的长度，频率比能够很好的控制在1.6到1.9的这个范围内。为了得到更大的范围，，两个共振微带馈源可以印刷在基板背面，在两个槽的中间连接点，和两个语音干扰分析系统架设在水平面上[22]。这种安排允许频率比从1.2到3。两个频率在馈电探针系统的输入阻抗，同样要分析[22]。通过选择馈电点，在两个频率点有可能获得16dB反射系数。

图2 矩形贴片天线几何结构

图3 插槽正方形贴片天线几何结构

交叉贴片天线几何结构

图 5 交叉阵子贴片天线几何结构

4.2 开缝矩形贴片天线

双极化表现可以通过使用两个正交插槽方形贴片获得。这构造出如图3所示的正方形贴片天线。物理工作原理同样可以对线极化使用。的确，对于TM100和TM300模式，夸极化插槽不影响实际电流分布。在两个模式之间TM n00和TM0n0（1，3），这也提供了良好的接耦合正交模式。在-34dB和-40dB两个点之间的退耦可以在低频段和高频段分别发现。

低段频率可以通过公式（1）预测出，其中G因素假设为不同的表达式[23]

关于上段频率，同样的模型用于描述插槽正方形贴片天线可以适用，从而导出公式（5）。不管怎么样，在这种情况下，准确性不如开槽矩形贴片天线，这是由于该模型在两个平行插槽之间不能连接的实际情况。这种缺陷，对开槽正方形贴片不是很重要，假设在这里更为重要是由于几何结构。此外，开槽正方形贴片天线特性比开槽矩形贴片天线呈现出小的范围。

4.3 开槽交叉贴片天线

删除插槽金属接近边缘部分得到开槽交叉贴片天线，如图4所示。在这种结构中，开槽长度Ls和L尺寸可以同时减少，因此消除电流格局失真的主要原因。因为增加的额外几何因素，这样也允许更宽的频率比范围。在插槽和贴片边缘的距离在天线道具中扮演了重要的角色。这个参数应该保持很小，以避免TM100

模式的扰动。

低频段频率可以通过公式（1）预测，其中G参数选择假设为[23]表达式

上频段?300，可以通过开槽矩形贴片天线和开槽交叉贴片天线得到。运用相关的场参数。

与此相反的是开槽正方形贴片天线，这表示方法被认为是很准确的，应该减小垂直槽之间的连接。在公式（8）中，L---Ls假设非常小[23].

开槽交叉贴片天线的另一个显著优势，和开槽正方形贴片天线相比，在低频段，改良两个正交部分的退耦: 它是5-6dB最好。通过在探针结构中使用单馈电，插槽交叉极化天线同时匹配[23]。另一方面，与插槽矩形天线相比，插槽正方形天线占有更小的空间，共振频率很好，平等。此外，它有一个稍微好一点的特性在跨极化特性上，因为在贴片上，它提供了更好的横向电流线。

4.4 交叉阵子双频天线

交叉阵子双频天线，如图5所示，允许有大的频率比的值[10]。在低频段它有一个跨贴片，和在上频段四个正方形贴片。布置图设计是为了获得紧密和模式结构，非常适合使用双频阵子。几何结构有两个对称的平板，提供双线极化，比如合成孔径雷达的要求。跨贴片共振仅仅轻微的振动，通过四个正方形贴片，提供了，跨贴片的辐射边缘相互之间有很好的间隔。因此，相关频率的设计可以通过著名的CAD 方法测试。相反，共振正方形贴片会受到跨贴片的影响，跨贴片可以造成正方形贴片增加负载。因此，上面共振要比四个独立的贴片预计会稍微的低点。当间距比基本厚度要低的时候（图5所示），上段频率的减少是显而易见的。不管怎么样，即使在这种情况下，使用简单的传输线模型，一适当的边缘电容载入，可以得到一个精确的上频率段预测值。最后，几何形状提供了一个灵活简单的最后设计方案。在设计天线中，应谨慎选择正方形贴片之间的距离，必须小于0.7λ，以避免在上段频率扫描失针。当模块被置入一个数组结构后，这个要求就具有重要意义。在这种情况下，还必须注意设计两个跨贴片之间的距离。一种可能解决的办法是，设计的数组结构的频率比等于3（特别是对于\合成孔径雷达的S—X波段），低频段，跨贴片间距应该有0.45波长，高频率段的正方形贴片有0.7波长。这个选择减少了两个跨贴片之间的耦合系数，以及在上频率段可能发生的扫描失真。不管怎么样，实际考虑的耦合和可能确定的馈电网络应该被建议有一个更大的间距。这就要求有个周期性构架，用一个跨贴片和就个正方形贴片组成。

电流向高频率比的趋势，涉及两个频率不同介质层结构的分离，以这种方式获得的两个天线应该尽可能的独立。在这种情况下，两个选择应该被调查。第一个是在大贴片上用介质层印刷（高频段）小的贴片。这样的优点是很好的限制低频辐射的影响。另一方面，这情况大的贴片工作在一个很薄的贴片，在一个波长

上。以便他的带宽能够很小。第二种可能是印刷一个很大的贴片在上层，变宽他们的带宽。虽然后者的解决方案有造成上辐射原件堵塞的可能，同时激励交叉极化现象，在我们的观点中，它看起来更加有趣，提供了低频端贴片适合的形成。

6.致谢

我们要感谢佛罗伦萨大学电子实验室的人的支持，对P.Capece(Alenia Spazio)实用和关键的讨论。

7.参考文献

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