直流双闭环控制脉宽H桥调速系统

目录

第一章绪论 (2)

1.1 直流电动机的调速方法介绍 (2)

1.2 直流调速系统用的可控直流电源 (2)

1.3 选择PWM控制系统的理由 (3)

1.4 双闭环调速系统及其静特性 (4)

1.4.1 双闭环调速系统的组成 (4)

1.4.2 稳态结构图和静特性 (4)

1.5 系统的动态校正----PI调节器设计 (5)

第二章.相关参数计算 (7)

2.1设计参数准备 (7)

2.2 ACR设计 (8)

2.3 ASR设计 (9)

第三章.MA TLAB仿真图 (10)

第四章双闭环直流脉宽调速系统的硬件电路设计 (12)

4.1 双闭环直流脉宽调速系统的主电路设计 (13)

4.1.1 PWM变换器 (13)

4.1.2 选择IGBT的H桥型主电路的理由 (14)

4.1.3 整流电路设计 (15)

4.1.4 泵升限制电路 (15)

4.2 双闭环直流脉宽调速系统的控制电路设计 (16)

4.2.1 单片机的选择 (16)

4.2.2 双极型PWM的实现 (17)

4.2.3 测速电路 (18)

4.2.4 电流检测电路 (19)

4.2.5 键盘电路 (19)

第五章结论 (21)

参考文献 (22)

附录.系统硬件原理图 (24)

第一章绪论

电动机作为最主要的动力源和运动源之一，在生产和生活中占有十分重要的地位。电动机的调速控制方法过去多用模拟法，随着单片机的产生和发展以及新型自关断元器件的不断涌现，电动机的控制也发生了深刻的变化[1]。

直流电动机控制技术是一项以直流电动机作为机械本体，融入了电力电子技术、微电子技术、单片机控制技术和传感器技术的多学科交叉机电一体化技术。单片机在电动机控制中的应用使调速系统具有了数值运算、逻辑判断及信息处理的功能。

1.1 直流电动机的调速方法介绍

直流电动机的调速方法有三种：

（1）改变电枢电阻（R）调速。

（2）改变电枢电压（U）调速。

（3）改变主磁通（ ）调速。

前两种调速方法主要适用于恒转矩负载，后一种调速方法适用于恒功率负载。串电阻调速为有级调速，调速平滑性比较差，机械特性斜率增大，速度稳定性比较差，受静差率的限制，调速范围比较小。改变电枢电压调速为无级调速，机械特性斜率不变，速度稳定性好，调速范围比较大。改变主磁通调速，控制方便，能量损耗比较小，调速平滑，但受最高转速限制，调速范围不大[2]。

对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以改变电枢电压调速方式为最好。因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主要调节方式。

1.2 直流调速系统用的可控直流电源

直流驱动系统电压控制的方式来调节电枢电压需要一个特殊的可控直流电源。比较常用的可以控制直流电源有以下三个：

（1）静态控制整流器。使用静态可控整流得到一个可调的直流电压。

（2）直流斩波器或脉宽调制转换器。用不变的直流电源或者不可以控制的整流电源提供电能，使用电力电子开关器件斩波器或脉宽调制，从而产生可以变化的直流电压。

（3）旋转变流机组。由交流电机和直流发电机组成单位，获得可调的直流电压。

旋转变流机组需要的设备多，体积大，费用高，效率低，安装需打地基，运行有噪声，维护不方便。静止式可控整流器虽然克服了旋转变流机组的许多缺点，而且还大大缩短了响应时间，但闸流管容量小，汞弧整流器造价较高，体积仍然很大，维护麻烦，万一水银泄漏，将会污染环境，危害身体健康[3]。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统，由于晶闸管的单向导电性，它不允许电流反向，给系统的可逆运行造成困难。同时，其对过电压、过电流都十分敏感，容易损坏器件。

由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调速系统。

1.3 选择PWM控制系统的理由

自从全控型电力电子器件问世以后，就出现了采用全控型的开关功率元件进行脉宽调制的控制方式，形成了脉宽调制变换器-直流电动机调速系统，简称直流脉宽调速系统，或直流PWM调速系统[4]。PWM系统在很多方面有较大的优越性：（1）主电路线路非常简单，需要用到的功率器件比较少。

（2）开关频率比较高，电机损耗及发热都比较少，电流很容易连续，并且谐波少。

（3）功率开关器件工作在开关状态，导通损耗比较小，装置效率比较高。

（4）低速性能比较好，调速范围比较宽，稳速精度比较高。

（5）若与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应比较快，动态抗干扰能力强。

（6）直流电源采用不控整流时，电网功率因数比相控整流器高。

由于有上述优点，直流PWM调速系统的应用日益广泛，特别是在中、小容量的高动态性能系统中，已经完全取代了其他调速系统，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。

1.4 双闭环调速系统及其静特性 1.4.1 双闭环调速系统的组成

图1-1是转速、电流双闭环直流调速系统电路原理图。在此系统中设置了两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈，这是为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用。二者之间实行嵌套联接，或称串级联接。

图1-1 双闭环直流调速系统电路原理图

从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。 1.4.2 稳态结构图和静特性

由双闭环直流调速系统电路原理图可以很方便地画出稳态结构框图，如图1-2。

+ +

-

+

-

M

TG

+

-

+

-

RP 2

n

U *n R 0

R 0

U c

U i

TA

L I d

R i C i

U d

+ + - R 0

R 0

R n C n ASR ACR LM GT V

RP 1 U n

U *i

LM

M T U PE

图1-2 双闭环调速系统静态结构图 α—转速反馈系数; β —电流反馈系数

这种PI 调节器的稳态特征，一般存在两种状况：饱和和不饱和。输出如果达到限幅值就是饱和，输出如果没有达到限幅值就是不饱和[5]。当输出为恒值，输入量的变化不会再影响输出时，调节器处于饱和状态。当PI 的作用使输入偏差电压U ?在稳态时总是等于零时，调节器处于不饱和状态[6]。

双闭环调速系统的静特性在负载电流小于Idm 时，转速负反馈起主要调节作用，此时，系统表现为转速无静差。当转速调节器处于饱和输出时，负载电流达到最大电流，电流调节器起主要调节作用，此时，系统表现为电流无静差[7]。

这就是采用了两个PI 调节器分别形成内、外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性要好得多。

1.5 系统的动态校正----PI 调节器设计

转速、电流双闭环调速系统的动态结构图如图1-3所示：

K s

α

1/C e

U

*

n

U c I d

E

n

U d0

U n

+

+ -

ASR + U

*

i

- R

β

ACR -

U i

UP

E

图

1-3 双闭环直流调速系统的动态结构图

在设计闭环调速系统时，常常会遇到动态稳定性与稳态性能指标发生矛盾的情况。为了使系统同时满足动态稳定和稳态指标两方面的要求，必须设计合适的动态校正装置。

在此调速系统中，由于其传递函数的阶次不是很高，采用PID 调节器的串联校正方案就可以完成动态校正的任务。

由PD 调节器构成的超前校正，可提高系统的稳定裕度，并且具有足够的快速性，可是稳态精度却不高；由PI 调节器构成的滞后校正，可以保证稳态精度，但是快速性却不高；用PID 调节器实现的滞后—超前校正则兼有二者的优点，可以全面提高系统的控制性能，但具体的操作和调试却非常复杂[8]。

一般的调速系统要求以动态稳定和稳态精度为主，对快速性的要求可以差一些，所以主要采用PI 调节器。

系统设计的一般原则是：先设计内环，后设计外环。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。

U

*

n

α

U c -I dL

n

U d0

U n

+

-

-

β

+

- U

W ASR

W ACR

K s

T s

s +1 1/

T l s+1 R T m s

U *

i I d

1/C e +

E

第二章.相关参数计算 PI 调节器PI 调节器产生PWM

波形

H 型 PWM 功率 放大 电路

直流电动机

电流测量

速度测量

n

u

图

2-1 系统原理框图

2.1设计参数准备

本次课程设计给出的初始条件：

直流电机参数：240V ,37.5Kw,1750r/min,点数电阻Ra=0.1113Ω，电机过载倍 数λ=1.5，l T =0.025S, m T =0.15S 。

主电路采用三相全控桥，进线交流电源：三相380V 。

根据初始条件，参照图2-2[2]和图2-3[2]对转速和电流环设计时所必要的参数准备如下：

图2-2双闭环直流调速系统的稳态结构框图

ACR ASR

1

1

oi +S T 1

1on +S T 1

on +S T α1

oi +S T β)

(*S U n 1

/1+l T R 1

+S S T k S T R m e

C 1

)

(*S U i +-+-

+

-+

-IdL(S)E(S)Ui （s ）

Un(s)

n （s ）

I d (s )

电流环

图2-3双闭环直流调速系统的动态结构框图

额定电流[2]

：A 25.156240

10

*5.373

===N

N N

U p I ；

电动机电动势系数[2]：127.0=-=

N

a

N N e n R I U C ；

转速环放大系数[2]：0057.010==

N

n V

α； 电流环放大系数[2]：0427.05.110==

N

I V

β； 晶闸管滞后时间常数[2]：S T S 001.01000

1

==

； 电流滤波时间常数[2]：S T oi 002.0=；

电流环小时间常数之和[2]：S T T T oi S i 003.0=+=∑； 转速滤波时间常数[2]：01.0=on T ； 转速环小时间常数之和[2]：S T k T on I

n 016.01

=+=

∑。 2.2 ACR 设计

电流环超前时间常数[2]：014.0==

=Ra

La

T l i τ；

电流环开环增益：要求%5i ≤σ时，按表2-1[2]，应取5.0=∑i I T k ，因此i

I T k ∑=

5.0； 表2-1 典型I 型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系

参数关系KT 0.25 0.39 0.50 0.69 1.0 阻尼比ζ 1.0 0.8 0.707 0.6 0.5 超调量σ 0% 1.5% 4.3% 9.5% 16.3% 上升时间r t 6.6T 4.7T 3.3T 2.4T 峰值时间p t

8.3T

6.2T

4.7T

3.6T

相角稳定裕度γ 3.76

9.69

5.65

2.59

8.51

截止频率c ω

0.243/T 0.367/T

0.445/T 0.596/T 0.786/T

电流环比例系数[2]：β

τS i I i K R

k K =

=011327.0 （总电阻Ω=++=11131.0L rec R Ra R R ）； 电流环传递函数[2]：s s K W i i i ACR ττ)1(+=

S

s K K i i i 8091

.0011327.0+=+=τ。

2.3 ASR 设计

按跟随和抗扰性能都能较好的原则,在负载扰动点后已经有了一个积分环节,为了

实现转速无静差,还必须在扰动作用点以前设置一个积分环节,因此需要Ⅱ由设计要求，转速调节器必须含有积分环节，故按典型Ⅱ型系统—选用设计PI 调节器。

转速环时间常数[2]：按跟随和抗扰动性能都较好的原则，5取h ，所以

08.0==∑n n n T h τ；

转速环开环增益[2]：75.46821

22

=+=

∑n

N T h h k ;

转速环比例系数[2]：08.482)1(=+=

∑n

m

e n RT h T C h k αβ；

转速环传递函数[2]：S

S K W n n n ASR ττ)

1(+=

S S K K n n n 60108.48+=+=τ。

第三章.MATLAB 仿真图

3—1仿真电路图

图3—2 仿真结果

分析：图上部为电机转速曲线，下部为电机电流曲线。加电流启动时电流环将电机速度提高，并且保持为最大电流，而此时速度环则不起作用，使转速随时间线性变化，上升到饱和状态。进入稳态运行后，转速换起主要作用，保持转速的稳定。

1.电机转速曲线

在电流上升阶段，由于电动机机械惯性较大，不能立即启动。此时转速调节器ASR 饱和，电流调节器ACR 起主要作用。转速一直上升。当到达恒流升速阶段时，ASR 一直处于饱和状态，转速负反馈不起调节作用，转速环相当于开环状态，系统为恒值电流调节系统，因此，系统的加速度为恒值，电动机转速呈线性增长直至给定转速。使系统在最短时间内完成启动。当转速上升到额定转速时，ASR 的输入偏差为0，但其输出由于积分作用仍然保持限幅值，这时电流也保持为最大值，导致转速继续上

升，出现转速超调。转速超调后，n U ?极性发生了变化，0

n U ?<，则ASR 推出饱和。其输出电压立即从限幅值下降，主电流也随之下降。此后，电动机在负载的阻力作用

下减速，转速在出现一些小的振荡后很快趋于稳定。当突加给定负载时，由于负载加大，因此转速有所下降，此时经过ASR和ACR的调节作用后，转速又恢复为先前的给定值，反映了系统的抗负载能力很强。

2.电机电流曲线

直流电机刚启动时，由于电动机机械惯性较大，不能立即启动。此时转速调节器ASR饱和，达到限幅值，迫使电流急速上升。当电流值达到限幅电流时，由于电流调节器ACR的作用使电流不再增加。当负载突然增大时，由于转速下降，此时转速调节器ASR起主要的调节作用，因此，电流调节器ACR电流有所下降，同启动时一样，当转速调节器ASR饱和，达到限幅值，使电流急速上升。但是由于电流值达到限幅电流时，电流调节器ACR的作用使电流不再增加。当扰动取电以后，电流调节器ACR 电流又有所增加，此后，电动机在负载的阻力作用下减速，电流也在出现一些小的振荡后很快趋于稳定。

第四章双闭环直流脉宽调速系统的硬件电路设计

本系统采用一个8位单片机C8051F005做主控制器。以H型双极性可逆PWM

变换器为主回路核心，采用典型的双闭环调速原理组成PWM调速系统。C8051F005的PCA提供PWM脉冲，给定的速度值、速度反馈值和电流反馈值可以控制PWM脉冲。改变PWM脉冲的占空比可以改变IGBT的输出电压，以此来改变直流电动机的速度。由于C8051F005单片机内部有模/数、数/模转换模块，所以直流测速机将速度值转化为电压值，然后直接由A/D转换通道变成数字量送入单片机，从而实现转速检测。电流检测是通过霍尔效应电流传感器由A/D转换通道变成数字量送入单片机。整流电路采用三相桥式全控整流电路。

4.1 双闭环直流脉宽调速系统的主电路设计

4.1.1 PWM变换器

脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PWM变换器。直流电动机PWM控制系统分为不可逆和可逆系统。不可逆系统是指电动机只能单向旋转；可逆系统是指电动机可以正反两个方向旋转。对于可逆系统，又可以分为单极性驱动和双极性驱动两种方式。单极性驱动是指在一个PWM周期里，作用在电枢两端的脉冲电压是单一极性的；双极性驱动是指在一个PWM周期里，作用在电枢两端的脉冲电压是正负交替的。本设计采用双极性驱动可逆PWM变换器。

图4-1是H型双极性可逆PWM变换器原理图。它包含有4个IGBT 管和4个续流二极管。4个IGBT管分成两组，VT1，VT4为一组；VT2，VT3为另一组。同一组的IGBT管同时导通或截止，不同组的IGBT管的导通与截止是不相同的。

图4-1 H型双极性可逆PWM变换器

在每一个PWM周期里，当P3.0的控制信号为高电平时，开关管VT1、VT4导通，此时P3.1的控制信号为低电平，因此VT2、VT3截止；当P3.0的控制信号为低电平时，开关管VT1、VT4截止，此时P3.1的控制信号为高电平，因此VT2、VT3

导通。

当直流电动机正转工作时，在每一个PWM周期的正脉冲区间，VT1、VT4导通，VT2、VT3截止。在每一个PWM周期的负脉冲区间，VT2、VT3导通，VT1、VT4截止，电流的方向仍然不变，只不过电流幅值的下降速率比不可逆控制系统的要大，因此电流的波动较大。

H型双极式可逆PWM 变换器的优点如下：

（1）电流一定连续；

（2）可使电动机在四象限运行；

（3）电动机停止时有微振电流，从而可以消除静摩擦死区；

（4）低速时，每个开关器件的驱动脉冲仍然比较宽，可以充分保证器件的可靠导通；

（5）低速时，平稳性好，系统的调速范围可达1：20000 左右。

4.1.2 选择IGBT的H桥型主电路的理由

绝缘栅双极晶体管（IGBT）是由MOSFET和GTR技术结合而成的复合型开关器件[9]。它也是三端器件，具有栅极G、集电极C和发射极E。选用IGBT的理由：（1）IGBT的开关速度高，开关损耗小。

（2）在相同电压和电流定额的情况下，IGBT的安全工作区比GTR大，而且具有耐脉冲电流冲击的能力。

本设计中选用的IGBT管的型号是IRGPC50U，它的参数如下：

管子类型：NMOS场效应管

极限电压Vm：600V

极限电流Im：27 A

耗散功率P：200 W

额定电压U：220V

额定电流I：1.2A

4.1.3 整流电路设计

整流电路是电力电子电路中出现最早的一种，它将交流电变为直流电。本设计采用三相桥式全控整流电路，其原理图如图3-2所示，阴极连接在一起的3个晶闸管（VT1、VT3、VT5）称为共阴极组；阳极连接在一起的3个晶闸管（VT4、VT6、VT2）称为共阳极组。

图4-2 三相桥式全控整流电路原理图

这种整流电路的输出电压一周期脉动6次，每次脉动的波形完全相同，故该电路为6脉动整流电路[10]。

4.1.4 泵升限制电路

当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机和负载转动部分的动能将会变成电能，并通过双极式可逆PWM 变换器回送给直流电源。由于直流电源靠二极管整流器供电，不可能回送电能，电机制动时只好给滤波电容充电，从而使电容两端电压升高，称作“泵升电压”。过高的泵升电压会损坏元器件，所以必须采取预防措施，防止过高的泵升电压出现。可以采用由分流电阻R和开关元件（电力电子器件）VT组成的泵升电压限制电路，如图4-3所示。当滤波电容器C 两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时，VT导通，将回馈能量的一部分消耗在

分流电阻R上。在本设计中泵升电路电解电容选取C=2000μF；电压U=450V；VT选取IRGPC50U 型号的IGBT管；电阻选取R=20Ω。

图4-3 泵升电压限制电路

4.2 双闭环直流脉宽调速系统的控制电路设计

4.2.1 单片机的选择

本设计选用C8051F005单片机。C8051F005单片机是一种与51系列单片机内核兼容的单片机，具有高速、高性能、高集成度等优点。它使用Cygnal的CIP-51内核，工作在最大系统时钟频率为25MHz。以下是对C8051F005单片机片内资源的介绍：（1）10/12位多通道输入模/数（ADC）；

（2）2路12位数/模转换器（DAC）；

（3）16位可编程定时器/计数器阵列（PCA），可用于PWM波发生器等；

（4）4个通用16位定时器；

（5）32个通用I/O口；

（6）32KB Flash内部程序存储器；

（7）片内看门口定时器、片内时钟源。

C8051F005单片机的引脚及其部分电路如图4-4所示。

图4-4 C8051F005单片机的引脚及其部分电路

4.2.2 双极型PWM的实现

基于C8051F005单片机的PWM 软件实现的重要硬件支撑是该单片机内部的16位可编程定时器/计数器阵列（PCA）。在C8051F005内实现PWM 的基本过程：首先，由控制信号的变化范围和设定的脉冲频率T，求出t时刻通过控制信号V（t）的对应正、负脉冲的持续时间。通过给定时器赋与相应的初值从而得到正、负脉冲在单片机里的时间长度，在机器周期的同步下，定时器会从这个初值的基础上加1计数，如果产生了溢出中断就代表定时器已满，单片机上某一引脚相应的正、负电平极性的持续时间就是由这个中断所响应的服务程序所控制的。只要上述过程是持续进行的，

就可以在这个引脚上获得宽度随控制信号V（t）大小变化的PWM方波信号。

通常单片机是单极型的，实际电平0V对应单片机的逻辑0，实际电平+5 V对应单片机的逻辑1。一般来说，只能够将单极型的PWM 脉冲信号从这种单片机上输出。采用C8051F005结合软件编程实现双极型PWM 控制的设计思想是这样的：从

C8051F005的一个引脚（P3.0）得到正的单极型PWM 信号输出，对另一个引脚（P3.1）做相应的设计和定义，让它承担对应的负的单极型PWM 信号的输出。即当调制PWM 脉宽的误差信号（这个信号是由电流传感器及测速发电机采集后经过相关处理后得到的误差信号）为正时，对应的PWM 信号就从C8051F005单片机的一个引脚（P3.0）输出；当误差信号为负时，对应的PWM 信号就从C8051F005单片机的另外一个引脚（P3.1）输出，虽然这个输出信号的模拟电平也是正的，但是它反映的是负值的误差信号所产生的PWM输出；当这两个引脚都没有输出时，表示误差信号是零。通过对误差信号正负的定义和判别，再利用C8051F005单片机的两个引脚就实现了双极型的PWM[11]。

4.2.3 测速电路

直流测速发电机的输出是一个模拟量，当它与单片机接口时，必须经过A/D转换。由于C8051F005单片机内部集成了A/D转换器，它具有8~12位的转换精度，因此，A/D转换可以全部在片内完成，没有必要再外接A/D转换器。

直流测速发电机安装在被测电动机轴上，以与被测电动机相同的转速旋转。测速发电机的输出电压通过R2和C1组成的滤波环节后，滤去测速发电机输出的纹波，使之到达电位器Rw两端的电压是稳定的直流电压。调整Rw的位置，使测速发电机在最大转速时，抽头所获得的电压为2.4V，R1用于限流。

图4—5 直流测速发电机与单片机接口

对图4-5所示的直流测速发电机的输出进行A/D转换。使用C8051F005的AIN0通道作为测速发电机的A/D转换输入端，使用单片机内部2.43V电压基准通过软件启动A/D转换。

4.2.4 电流检测电路

在直流电源的正极引线上安装有霍尔电流传感器CHB-50P，它由 15V电源供电，二次电流通过测量电阻形成电流反馈信号，霍尔电流传感器的另一端连接单片机的AIN1引脚。霍尔电流传感器CHB-50P是磁平衡式电流传感器，即原边电流在聚磁环处所产生的磁场通过一个次级线圈电流所产生的磁场进行补偿，其补偿电流精确的反映原边电流，从而使霍尔器件处于检测零磁通的工作状态。

4.2.5 键盘电路

本系统采用独立式按键电路。独立式按键是指直接用I/O口线与按键电路构成的单个按键电路。在此形式的按键电路中，每个按键独自占用一根I/O口线，I/O口线之间的工作状态不会受到影响。

图4-6 独立式按键电路图

独立式按键电路如图4-6所示，这种独立式按键电路所需器件比较少、软件编程结构比较简单，在此电路中，按键输入都采用低电平有效，上拉电阻的接入保证了冷按键断开时，I/O口线上有确定的高电平。通过软件编程实现如下功能：当按下1键时，电动机启动；当按下2键时，电动机正转；当按下3键时，电动机反转；当按下4键时，电动机停止；当按下5键时，电动机加速；当按下6键时，电动机减速。