Boost连续电流工作模式
2.4 Boost 变换器
2.4.1 Boost 变换器电路
R
L
R
L
（a） （b）
图2-14 Boost 变换器电路
Boost 变换器电路如图2-14所示，电路由开关SW、电感L、电容C 组成。完成把电压V S 升压到V O 。
2.4.2工作原理
为了分析稳态特性及简化推导过程，假定与Buck 变换器的假定相同。
当开关SW 在位置A 时，如图2-15（a）所示，电流i L 流过电感L，在电感未饱和前，电感电流线性增加，电能以磁能形式储存在电感L 中。此时，电容C 放电，负载R 上流过电流i O ，负载R 两端为输出电压V O ，由于开关管导通，二极管D 承受反向电压截止，所以电容C 不能通过开关管放电。当开关SW 在位置B 时，如图2-15（b）所示，由于电感中的磁能使电感L 两端电压极性反转，以保持i L 不变。电感两端的电压V L 与输入V S 串联，以高于输出电压V O 向电容C 和负载R 供电。当两电压之和高于V O 时，电容C 有充电电流；等于V O 时，电容C 没有充电电流；当V O 有下降时，电容向负载R 放电，以维持V O 不变。
（a）功率开关在导通时等效电路 （b）功率开关在截止时等效电路
图2-15 Boost 变换器电路工作过程等效电路
升压变换器的工作模式按电感电流在周期开始时是否从零开始，也可以分为两种工作模式：
（1） 电感电流连续工作模式（Continuous Conduction mode；CCM）；
在此模式下电感电流为连续导通的情况，也就是说电感电流的最小值不会降为零，所以有时称为重负载模式。因此， V s DT S ＝ （V O -V s ）（1-D）T S
式中 V s ——输入电源电压（V）
； V O ——输出电压（V）；
R L
R L
T S ——开关周期（s）； D——导通占空比。
（2） 电感电流不连续工作模式（Discontinuous Conduction mode；DCM）；
在此模式下电感电流有不通电流的情况，也就是说电感电流的最小值会降为零，而不是连续的情况，所以此种模式有时称为轻负载模式。因此， V s DT S ＜ （V O -V s ）（1-D）T S
式中 V s ——输入电源电压（V）
； V O ——输出电压（V）； T S ——开关周期（s）； D——导通占空比。
2.4.3 Boost 变换器电感电流连续工作模式稳态分析
当升压变换器工作在电流连续模式时，流过电感的电流不会降为零。所以，就象降压变换器在电流连续模式有两种工作状态，图2-16所示为升压变换器在电感电流连续模式工作的等效电路
R
L
（a）基本的升压转换器
R
L
（b）功率开关Q 导通时等效电路
R
L
（c）功率开关Q 截止时等效电路
图2-16 Boost 变换器在电感电流连续模式下工作
（1） 第一个工作状态为开关管Q 导通。此时电感两端电压为：
V L （t ）＝ V S （2-50） 流过电感的电流为：
i L （t）＝ i L （0）＋ 1
L
∫
t
V L （t ）dt
＝ i L （0）＋ 1
L V S t （2-51）
在t ＝ t ON ＝ DT S 时，由式（2-51）可得
i L （DT S ）＝ i L （0）＋ 1
L V S DT S （2-52）
（2） 第二个工作状态为开关管Q 截止。此时流过电感两端的电压为：
V L （t ）＝-( V O － V S ) （2-53） 流过电感的电流为：
i L （t）＝ i L （DT S ）＋ 1
L
∫
t
DTs
V L （t ）dt
＝ i L （DT S ）＋ 1
L [-(V O － V S )]（t－DT S ） （2-54）
所以，在t ＝ T S 时，由式（2-54）可得
i L （T S ）＝i L （DT S ）＋ 1
L [-(V O － V S )]（1－D）T S （2-55）
由于变换器在稳态时，i L （T S ）＝ i L （0），所以，由式（2-52）和式（2-55）可得：
i L （T S ）＝i L （0）＋ 1L V S DT S ＋ 1
L
[-(V O － V S )]（1－D）T S
所以
V S DT S L ＝(V O －V S )(1－D)T S
L （2-56） 或者是
V s DT S ＝（V O -V s ）
（1-D）T S （2-57） 实际上，由式（2-56）可得知，在开关管导通和截止时流过电感的电流增量相等。同样，由式（2-57）也可得知，电感会达到伏.秒平衡。由式（2-57）还可得到
V O V S ＝ 1
1－D （2-58）
式中 V s ——输入电源电压（V）
； V O ——输出电压（V）；
D——导通占空比。
从上式可以看出，等式右边大于等于1，所以输出电压永远比输入电压高，因此称为升压变换器。
若考虑输入电压的范围为V Smin 到V Smax ，则
V O V Smin
＝ 11－D max
和
V O V Smax
＝ 11－D min
前面已经假定电感、开关管、二极管以及电容为理想元件。因此变换器没有功率损耗，
所以
P I ＝ P O 即
V S I S ＝ V O I O 所以
I O
I S ＝ V S V O ＝ 1－D （2-59）
从升压变换器的电路结构可以看出，在电感电流连续模式，输入电流是连续的，故输入
端的噪声较小，但流过二极管的电流为不连续的，是脉动的，因此，为了减少输出的纹波，需要较大的输出电容。电路上各点的电压及电流波形，如图2-17和图2-18所示。
V G
t ON t OFF
（a）开关管Q 栅极驱动电压
V Q
（b）开关管Q 漏源极电压
V
O （c）二极管D 两端电压
V L
O S
（d）电感L两端电压
V
O
t
（e）输出电压
图2-17 升压变换器在电感电流连续模式情况的电压波形 I
（a）流过开关管Q的电流
i D
（b）流过二极管D的电流
（c）流过电感L的电流
（d）流过电容C的电流
图2-18 升压变换器在电感电流连续模式情况的电流波形
boost电路设计介绍
BOOST电路设计介绍 0 引言 在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计，对于较大的功率输出，如70W以上的DC／DC升压电路，由于专用升压芯片内部开关管的限制，难于做到大功率升压变换，而且芯片的价格昂贵，在实际应用时受到很大限制。考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大，选择合适的控制芯片，便可设计出大功率输出的DC／DC 升压电路。 UC3S42是一种电流型脉宽调制电源芯片，价格低廉，广泛应用于电子信息设备的电源电路设计，常用作隔离回扫式开关电源的控制电路，根据UC3842的功能特点，结合Boost拓扑结构，完全可设计成电流型控制的升压DC／DC电路，且外接元器件少，控制灵活，成本低，输出功率容易做到100W以上，具有其他专用芯片难以实现的功能。 1 UC3842芯片的特点 UC3842工作电压为16~30V，工作电流约15mA。芯片内有一个频率可设置的振荡器；一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于MoSFET的驱动；一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器，最大占空比可达100％。另外，具有内部保护功能，如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。 由UC3842设计的DC／DC升压电路属于电流型控制，电路中直接用误差信号控制电感峰值电流，然后间接地控制PWM脉冲宽度。这种电流型控制电路的主要特点是： 1)输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化，改善了瞬态电压调整率； 2)电流型控制检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较，控制PWM脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路，改善了线性调整率； 3)简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地工作； 4)电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿，因为，平均电感电流大小是决定输出大小的因素，在占空比不同的情况下，峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应，特别是占空比，50％的不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，即使占空比<50％，也可能发生高频次谐波振荡，因而需要斜坡补偿，使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致，但是，同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。 2 Boost电路结构及特性分析 2.1 由UC3842作为控制的Boost电路结构 由UC3842控制的Boost拓扑结构及电路分别如图1和图2所示。
Boost升压斩波电路要点
总目录 引言 (2) 1 升压斩波工作原理 (2) 1.1 主电路工作原理 (2) 2 升压斩波电路的典型应用 (4) 3 设计内容及要求 (6) 3．1输出值的计算 (7) 4硬件电路 (7) 4.1控制电路 (7) 4.2 触发电路和主电路 (9) 4.3.元器件的选取及计算 (10) 5.仿真 (11) 6．结果分析 (14) 7．小结 (14) 8.参考文献 (14)
引言 随着电力电子技术的迅速发展，高压开关稳压电源已广泛用于计算机、通信、工业加工和航空航天等领域。所有的电力设备都需要良好稳定的供电，而外部提供的能源大多为交流，电源设备担负着把交流电源转换为电子设备所需的各种类别直流任务。但有时所供的直流电压不符合设备需要，仍需变换，称为DC/DC 变换。直流斩波电路作为直流电变成另一种固定电压的DC-DC变换器，在直流传动系统.、充电蓄电电路、开关电源、电力电子变换装置及各种用电设备中得到普通的应用。随之出现了诸如降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、复合斩波电路等多种方式的变换电路。直流斩波技术已被广泛运用开关电源及直流电动机驱动中，使其控制获得加速平稳、快速响应、节约电能的效果。全控型电力电子器件IGBT在牵引电传动电能传输与变换、有源滤波能领域得到了广泛的应用。但以IGBT为功率器件的直流斩波电路在实际应用中需要注意以下问题：（1）系统损耗的问；（2）栅极电阻；（3）驱动电路实现过流过压保护的问题。 直流斩波电路实际上采用的就是PWM技术，这种电路把直流电压斩成一系列脉冲，改变脉冲的占空比来获得所需要的输出电压。PWM控制方式是目前才用最广泛的一种控制方式，它具有良好的调整特性。随电子技术的发展，近年来已发展各种集成式控制芯片，这种芯片只需外接少量元器件就可以工作，这不但简化设计，还大幅度的减少元器件数量、连线和焊点 1 升压斩波工作原理 1.1 主电路工作原理 1)工作原理 假设L和C值很大。V处于通态时，电源E向电感L充电，电流恒定I1，电容C向负载R供电，输出电压Uo恒定。 V处于断态时，电源E和电感L同时向电容C充电，并向负载提供能量。
boost升压电路
开关直流升压电路（即所谓的boost或者step-up电路）原理 2007-09-29 13:28 the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。 基本电路图见图一。 假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。 下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路 充电过程 在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。
放电过程 如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。 说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。 如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。 一些补充 1 AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗
(含电感上). 1.电感不能用磁体太小的(无法存应有的能量),线径太细的(脉冲电流大,会有线损大). 2 整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出3.3V时,整流损耗约百分之 十. 3 开关管,关键在这儿了,放大量要足够进饱和,导通压降一定要小,是成功的关键.总共才一伏,管子上耗多了就没电出来了,因些管压降应选最大电流时不超过0.2--0.3V,单只做不到就多只并联....... 4 最大电流有多大呢?我们简单点就算1A吧,其实是不止的.由于效率低会超过1.5A,这是平均值,半周供电时为3A,实际电流波形为0至6A.所以咱建议要用两只号称5A实际3A的管子并起来才能勉强对付. 5 现成的芯片都没有集成上述那么大电流的管子,所以咱建议用土电路就够对付洋电路了. 以上是书本上没有直说的知识,但与书本知识可对照印证. 开关管导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电流在电感中转化为磁能贮存；开关管关断时，电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正，此电压叠加在电源正端，经由二极管-负载形成回路，完成升压功能。既然如此，提高转换效率就要从三个方面着手：1.尽可能降低开关管导通时回路的阻抗，使电能尽可能多的转化为磁能；2.尽可能降低负载回路的阻抗，使磁能尽可能多的转化为电能，同时回路的损耗最低；3.尽可能降低控制电路的消耗，因为对于转换来说，控制电路的消耗某种意义上是浪费掉的，不能转化为负载上的能量。
boost电路分析
图一 boost升压电路,开关直流升压电路（即所谓的boost或者step-up电路）原理2007-09-29 13:28the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。基本电路图见图一。 假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路 充电过程 在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率
线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。 放电过程 图三 如图三，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。 说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。 如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。 一些补充：AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗(含电感上). 1 电感不能用磁体太小的(无法存应有的能量),线径太细的(脉冲电流大,会有线损大). 2 整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出3.3V时,整流损耗约百分之十.
BUCK_BOOST_BUCK-BOOST电路的原理
BUCK BOOST BUCK/BOOST电路的原理 Buck变换器：也称降压式变换器，是一种输出电压小于输入电压的单管不隔离直流变换器。 图中，Q为开关管，其驱动电压一般为PWM(Pulse width modulation脉宽调制)信号，信号周期为Ts，则信号频率为f=1/Ts，导通时间为Ton，关断时间为Toff，则周期Ts=Ton+Toff，占空比Dy= Ton/Ts。 、Boost变换器：也称升压式变换器，是一种输出电压高于输入电压的单管不隔离直流变换器。 开关管Q也为PWM控制方式，但最大占空比Dy必须限制，不允许在Dy=1的状态下工作。电感Lf在输入侧，称为升压电感。Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式 、Buck/Boost变换器：也称升降压式变换器，是一种输出电压既可低于也可高于输入电压的单管不隔离直流变换器，但其输出电压的极性与输入电压相反。Buck/Boost变换器可看做是Buck变换器和Boost变换器串联而成，合并了开关管。 Buck/Boost变换器也有CCM和DCM两种工作方式，开关管Q也为PWM控制方式。
LDO的特点： ①非常低的输入输出电压差 ②非常小的内部损耗 ③很小的温度漂移 ④很高的输出电压稳定度 ⑤很好的负载和线性调整率 ⑥很宽的工作温度范围 ⑦较宽的输入电压范围 ⑧外围电路非常简单，使用起来极为方便 DC/DC变换是将固定的直流电压变换成可变的直流电压，也称为直流斩波。斩波器的工作方式有两种，一是脉宽调制方式Ts不变，改变ton(通用)，二是频率调制方式，ton不变，改变Ts（易产生干扰）。其具体的电路由以下几类：】 （1）Buck电路——降压斩波器，其输出平均电压U0小于输入电压Ui，极性相同。 （2）Boost电路——升压斩波器，其输出平均电压U0大于输入电压Ui，极性相同。 （3）Buck－Boost电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电感传输。 （4）Cuk电路——降压或升压斩波器，其输出平均电压U0大于或小于输入电压Ui，极性相反，电容传输。 DC-DC分为BUCK、BUOOST、BUCK-BOOST三类DC-DC。 其中BUCK型DC-DC只能降压，降压公式：Vo=Vi*D BOOST型DC-DC只能升压，升压公式：Vo= Vi/(1-D) BUCK-BOOST型DC-DC，即可升压也可降压，公式：Vo=(-Vi)* D/（1-D） D为充电占空比，既MOSFET导通时间。0 Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路 Boost电路定义Boost升压电路的英文名称为theboostconverter，或者叫step-upconverter，是一种开关直流升压电路，它能够将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也称为直流直流变换器（DC/DCConverter）。 直流直流变换器通过对电力电子器件的通断控制，将直流电压断续地加到负载上，通过改变占空比改变输出电压平均值。 假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，那么电容电压等于输入电压。 开关管Q也为PWM控制方式，但最大占空比Dy必须限制，不允许Dy=1的状态下工作。电感Lf在输入侧，成为升压电感。 Boost电路结构下面以UC3842的Boost电路为例介绍Boost电路的结构。 图中输入电压Vi=16~20V，既供给芯片，又供给升压变换。 开关管以UC3842设定的频率周期开闭，使电感L储存能量并释放能量。 当开关管导通时，电感以Vi/L的速度充电，把能量储存在L中。当开关截止时，L产生反向感应电压，通过二极管D把储存的电能以（V o-Vi）/L的速度释放到输出电容器C2中。输出电压由传递的能量多少来控制，而传递能量的多少通过电感电流的峰值来控制。整个稳压过程由二个闭环来控制，即： 闭环1输出电压通过取样后反馈给误差放大器，用于同放大器内部的2.5V基准电压比较后产生误差电压，误差放大器控制由于负载变化造成的输出电压的变化。 闭环2Rs为开关管源极到公共端间的电流检测电阻，开关管导通期间流经电感L的电流在Rs上产生的电压送至PwM比较器同相输入端，与误差电压进行比较后控制调制脉冲的脉宽，从而保持稳定的输出电压。误差信号实际控制着峰值电感电流。 Boost电路的工作原理Boost电路的工作原理分为充电和放电两个部分来说明。 充电过程 一种实用的BOOST电路 0 引言 在实际应用中经常会涉及到升压电路的设计，对于较大的功率输出，如70W以上的DC ／DC升压电路，由于专用升压芯片内部开关管的限制，难于做到大功率升压变换，而且芯片的价格昂贵，在实际应用时受到很大限制。考虑到Boost升压结构外接开关管选择余地很大，选择合适的控制芯片，便可设计出大功率输出的DC／DC升压电路。 UC3S42是一种电流型脉宽调制电源芯片，价格低廉，广泛应用于电子信息设备的电源电路设计，常用作隔离回扫式开关电源的控制电路，根据UC3842的功能特点，结合Boos t拓扑结构，完全可设计成电流型控制的升压DC／DC电路，且外接元器件少，控制灵活，成本低，输出功率容易做到100W以上，具有其他专用芯片难以实现的功能。 1 UC3842芯片的特点 UC3842工作电压为16~30V，工作电流约15mA。芯片内有一个频率可设置的振荡器；一个能够源出和吸入大电流的图腾式输出结构，特别适用于MoSFET的驱动；一个固定温度补偿的基准电压和高增益误差放大器、电流传感器；具有锁存功能的逻辑电路和能提供逐个脉冲限流控制的PWM比较器，最大占空比可达100％。另外，具有内部保护功能，如滞后式欠压锁定、可控制的输出死区时间等。 由UC3842设计的DC／DC升压电路属于电流型控制，电路中直接用误差信号控制电感峰值电流，然后间接地控制PWM脉冲宽度。这种电流型控制电路的主要特点是： 1)输入电压的变化引起电感电流斜坡的变化，电感电流自动调整而不需要误差放大器输出变化，改善了瞬态电压调整率； 2)电流型控制检测电感电流和开关电流，并在逐个脉冲的基础上同误差放大器的输出比较，控制PWM脉宽，由于电感电流随误差信号的变化而变化，从而更容易设置控制环路，改善了线性调整率； 3)简化了限流电路，在保证电源工作可靠性的同时，电流限制使电感和开关管更有效地工作； 4)电流型控制电路中需要对电感电流的斜坡进行补偿，因为，平均电感电流大小是决定输出大小的因素，在占空比不同的情况下，峰值电感电流的变化不能与平均电感电流变化相对应，特别是占空比，50％的不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差，即使占空比<50％，也可能发生高频次谐波振荡，因而需要斜坡补偿，使峰值电感电流与平均电感电流变化相一致，但是，同步不失真的斜坡补偿技术实现上有一定的难度。 DC-DC升压(BOOST)电路原理 BOOST升压电路中： 电感的作用：是将电能和磁场能相互转换的能量转换器件，当MOS开关管闭合后，电感将电能转换为磁场能储存起来，当MOS断开后电感将储存的磁场能转换为电场能，且这个能量在和输入电源电压叠加后通过二极管和电容的滤波后得到平滑的直流电压提供给负载，由于这个电压是输入电源电压和电感的磁砀能转换为电能的叠加后形成的，所以输出电压高于输入电压，既升压过程的完成； 肖特基二极管主要起隔离作用，即在MOS开关管闭合时，肖特基二极管的正极电压比负极电压低，此时二极管反偏截止，使此电感的储能过程不影响输出端电容对负载的正常供电；因在MOS管断开时，两种叠加后的能量通过二极向负载供电，此时二极管正向导通，要求其正向压降越小越好，尽量使更多的能量供给到负载端！！ 在图2所示的实际电路中，带集成功率MOSFET的IC代替了机械开关，MOSFET的开、关由脉宽调制(PWM)电路控制。输出电压始终由PWM占空比决定，占空比为50%时，输出电压为输入电压的两倍。将电压提高一倍会使输入电流大小达到输出电流的两倍，对实际的有损耗电路，输入电流还要稍高。 电感值如何影响电感型升压转换器的性能？ 因为电感值影响输入和输出纹波电压和电流，所以电感的选择是感性电压转换器设计的关键。等效串联电阻值低的电感，其功率转换效率最佳。要对电感饱和电流额定值进行选择，使其大于电路的稳态电感电流峰值。 电感型升压转换器IC电路输出二极管选择的原则是什么？ 升压转换器要选快速肖特基整流二极管。与普通二极管相比，肖特基二极管正向压降小，使其功耗低并且效率高。肖特基二极管平均电流额定值应大于电路最大输出电压. 怎样选择电感型升压转换器IC电路的输入电容？ 升压调节器的输入为三角形电压波形，因此要求输入电容必须减小输入纹波和噪声。纹波的幅度与输入电容值的大小成反比，也就是说，电容容量越大，纹波越小。如果转换器负载变化很小，并且输出电流小，使用小容量输入电容也很安全。如果转换器输入与源输出相差很小，也可选小体积电容。如果要求电路对输入电压源纹波干扰很小，就可能需要大容量电容，并(或)减小等效串联电阻(ESR)。 目录 一. Boost主电路设计： (2) 1.1占空比D计算 (2) 1.2临界电感L计算 (3) 1.3临界电容C计算（取纹波Vpp<2.2V） (3) 1.4输出电阻阻值 (3) 二. Boost变换器开环分析 (4) 2.1 PSIM仿真 (4) 2.2 Matlab仿真频域特性 (6) 三. Boost闭环控制设计 (9) 3.1闭环控制原理 (9) 3.2 补偿网络的设计（使用SISOTOOL确定参数） (9) 3.3 计算补偿网络的参数 (12) 四．修正后电路PSIM仿真 (12) 五．设计体会 (17) Boost变换器性能指标: 输入电压：标准直流电压Vin=48V 输出电压：直流电压Vo=220V 参考电压Vref=5V 输出功率：Pout=5Kw 输出电压纹波：Vpp=2.2V Vm=4V 电流纹波：0.25A 开关频率：fs=100kHz 相位裕度：60 幅值裕度：10dB 一. Boost主电路设计： 1.1占空比D计算 根据Boost变换器输入输出电压之间的关系求出占空比D的变化围。 1.2临界电感L计算 选取L>Lc，在此选L=4uH 1.3临界电容C计算（取纹波Vpp< 2.2V） 选取C>Cc，在此选C=100uF 1.4输出电阻阻值 Boost主电路传递函数Gvd（s） 占空比d（t）到输出电压Vo（t）的传递函数为： 二. Boost变换器开环分析 2.1 PSIM仿真 电压仿真波形如下图 电压稳定时间大约1.5毫秒，稳定在220V左右电压稳定后的纹波如下图 电压稳定后的纹波大约为2.2V 电流仿真波形如下图 电流稳定时间大约2毫秒，稳定在22A左右 电流稳定后的纹波如下图 boost升压电路,开关直流升压电路（即所谓的boost或者step-up电路）原理2007-09-29 13:28the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。 基本电路图见图一。 假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。 下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路 充电过程 在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。 放电过程 如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。 说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。 如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。 如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。 一些补充1 AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管, 及其他损耗(含电感上). 1.电感不能用磁体太小的(无法存应有的能量),线径太细的(脉冲电流大,会有线损大). 2 整流管大都用肖特基,大家一样,无特色,在输出3.3V时,整流损耗约百分之十. 3 开关管,关键在这儿了,放大量要足够进饱和,导通压降一定要小,是成功的关键.总共才一伏,管子上耗多了就没电出来了,因些管压降应选最大电流时不超过0.2--0.3V,单只做不到就多只并联....... 4 最大电流有多大呢?我们简单点就算1A吧,其实是不止的.由于效率低会超过1.5A,这是平均值,半周供电时为3A,实际电流波形为0至6A.所以咱建议要用两只号称5A实际3A的管子并起来才能勉强对付. 5 现成的芯片都没有集成上述那么大电流的管子,所以咱建议用土电路就够对付洋电路了. 以上是书本上没有直说的知识,但与书本知识可对照印证. 开关管导通时，电源经由电感-开关管形成回路，电流在电感中转化为磁能贮存；开关管关断时，电感中的磁能转化为电能在电感端左负右正，此电压叠加在电源正端，经由二极管-负载形成回路，完成升压功能。既然如此，提高转换效率就要从三个方面着手：1.尽可能降低开关管导通时回路的阻抗，使电能尽可能多的转化为磁能；2.尽可能降低负载回路的阻抗，使磁能尽可能多的转化为电能，同 500W Buck/Boost电路设计与仿真验证 一、主电路拓扑与控制方式 Buck/Boost变换器是输出电压可低于或高于输入电压的一种单管直流变换器，其主电路与Buck或Boost变换器所用元器件相同，也有开关管、二极管、电感和电容构成，如图1-1所示。与Buck和Boost电路不同的是，电感L f在中间，不在输出端也不在输入端，且输出电压极性与输入电压相反。开关管也采用PWM控制方式。Buck/Boost变换器也有电感电流连续喝断续两种工作方式，本文只讨论电感电流在连续状态下的工作模式。图1-2是电感电流连续时的主要波形。图1-3是Buck/Boost变换器在不同工作模态下的等效电路图。电感电流连续工作时，有两种工作模态，图1-3(a)的开关管Q导通时的工作模态，图1-3(b)是开关管Q关断、D续流时的工作模态。 V o 图1-1 主电路 V i LF i Q i D V 图1-2 电感电流连续工作波形 V o V o (a) Q导通(b) Q关断，D续流 图1-3 Buck/Boost不同开关模态下等效电路二、电感电流连续工作原理和基本关系 电感电流连续工作时，Buck/Boost 变换器有开关管Q 导通和开关管Q 关断两种工作模态。 在开关模态1[0~t on ]： t=0时，Q 导通，电源电压V in 加载电感L f 上，电感电流线性增长，二极管D 戒指，负载电流由电容C f 提供： f L f in di L V dt = (2-1) o o LD V I R = (2-2) o f o dV C I dt = (2-3) t=t on 时，电感电流增加到最大值max L i ，Q 关断。在Q 导通期间电感电流增加量f L i ? f in L y f V i D T L ?= ? (2-4) 在开关模态2[t on ~ T]: t=t on 时，Q 关断，D 续流，电感L f 贮能转为负载功率并给电容C f 充电，f L i 在输出电压 Vo 作用下下降： f L f o di L V dt = (2-5) f o o o L f o f LD dV dV V i C I C dt dt R =+=+ (2-6) t=T 时，f L i 见到最小值min L i ，在t on ~ T 期间f L i 减小量f L i ?为： (1)f o o L off y f f V V i t D T L L ?= ?=- (2-7) 此后，Q 又导通，转入下一工作周期。由此可见，Buck/Boost 变换器的能量转换有两 个过程：第一个过程是Q 开通电感L f 贮能的过程，第二个是电感能量向负载和电容C f 转移的过程。 稳态工作时，Q 导通期间f L i 的增长量应等于Q 关断期间f L i 的减小量，或作用在电感L f 上电压的伏秒面积为零，有： 1y o in y D V V D = - (2-8) 由(2-8)式，若D y =0.5，则V o =V in ；若D y <0.5，则V o Boost电路学习笔记 Boost电路基本框图： 图1.1 BOOST电路的基本工作方式： 。MOSFET Q导通时为电感采用恒频控制方式，占空比可调。Q导通时间为T ON 充电过程，MOSFET Q关断时，为电感放电过程。 （1）MOSFETQ导通时，等效模型如图1.2。输入电压Vdc流过电感L。二极管D防止电容C对地放电。由于输入是直流电，所以电感L上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。 图1.2 MOSFETQ关断时，等效模型如图1.3。由于电感L的电流不能突变的特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢由充电完毕时的值变为0。而原来的 电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感L开始给电容C充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。 图1.3 Boost电路波形分析： 图1.4 a I 大于0，BOOST 电路工作于连续模式，a I 等于0，BOOST 电路工作于不连续模式。BOOST 调整器最好工作于不连续模式。 MOSFETQ 导通时，V D 点接地，（假设MOSFET 导通，压降为0）电压为0V ，因 为输入电压恒定Vdc ,所以电感两端承受的电压为Vdc Vdc =-)0(为一个恒定值，因此流经电感的电流线性上升，其斜率为=??t /I L /Vdc ,L 为电感量，此时电感内部的电流变化如图1.4（e ）所示的上升斜坡，而MOSFET 内部的电流如图1.4（c ）所示。 MOSFETQ 关断时，由于电感电流不能突变的特性，电感两端的电压极性颠倒， boost升压电路2007-12-27 10:07开关直流升压电路（即所谓的boost或者step-up 电路）原理2007-09-29 13:28the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高。 基本电路图见图一。 假定那个开关（三极管或者mos管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。 下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路 充电过程 在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。 放电过程 如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止）时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。 说起来升压过程就是一个电感的能量传递过程。充电时，电感吸收能量，放电时电感放出能量。 如果电容量足够大，那么在输出端就可以在放电过程中保持一个持续的电流。 如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。 一些补充1 AA电压低,反激升压电路制约功率和效率的瓶颈在开关管,整流管,及其他损耗(含电感上). 1.电感不能用磁体太小的(无法存应有的能量),线径太细的(脉冲电流大,会有线损大). BOOST升压电路中： 电感的作用：是将电能和磁场能相互转换的能量转换器件，当MOS 开关管闭合后，电感将电能转换为磁场能储存起来，当MOS断开后电感将储存的磁场能转换为电场能，且这个能量在和输入电源电压叠加后通过二极管和电容的滤波后得到平滑的直流电压提供给负载，由于这个电压是输入电源电压和电感的磁砀能转换为电能的叠加后形成的，所以输出电压高于输入电压，既升压过程的完成； 肖特基二极管主要起隔离作用，即在MOS开关管闭合时，肖特基二极管的正极电压比负极电压低，此时二极管反偏截止，使此电感的储能过程不影响输出端电容对负载的正常供电；因在MOS管断开时，两种叠加后的能量通过二极向负载供电，此时二极管正向导通，要求其正向压降越小越好，尽量使更多的能量供给到负载端！！ 电感升压原理： 什么是电感型升压DC/DC转换器？ 如图1所示为简化的电感型DC-DC转换器电路，闭合开关会引起通过电感的电流增加。打开开关会促使电流通过二极管流向输出电容。因储存来自电感的电流，多个开关周期以后输出电容的电压升高，结果输出电压高于输入电压。 电感型升压转换器应用在哪些场合？ 电感型升压转换器的一个主要应用领域是为白光LED供电，该白光LED能为电池供电系统的液晶显示(LCD)面板提供背光。在需要提升电压的通用直流-直流电压稳压器中也可使用。 决定电感型升压的DC-DC转换器输出电压的因素是什么？ 在图2所示的实际电路中，带集成功率MOSFET的IC代替了机械开关，MOSFET的开、关由脉宽调制(PWM)电路控制。输出电压始终由PWM占空比决定，占空比为50%时，输出电压为输入电压的两倍。将电压提高一倍会使输入电流大小达到输出电流的两倍，对实际的有损耗电路，输入电流还要稍高。 电感值如何影响电感型升压转换器的性能？ 因为电感值影响输入和输出纹波电压和电流，所以电感的选择是感性电压转换器设计的关键。等效串联电阻值低的电感，其功率转换效率最佳。要对电感饱和电流额定值进行选择，使其大于电路的稳态电感电流峰值。 电感型升压转换器IC电路输出二极管选择的原则是什么？ 升压转换器要选快速肖特基整流二极管。与普通二极管相比，肖特基二极管正向压降小，使其功耗低并且效率高。肖特基二极管平均电流额定值应大于电路最大输出电压. BOOST 电路为非隔离型升压电路，与反激型开关电源工作原理相似。先开关管开通给电感储能，完成储能后关断开关管，电感会出现一个与充电相反的电动式电压（电感特性所决定），与供电电压叠加，从而起到升压作用；控制电感的不同充电时间（脉宽），就能得到不同输出的升压电压，为得到输出稳定的升压电压，需要电压反馈闭环控制前级脉宽。 根据实际证明，BOSST 电路的升压电路最高提升不得超过5倍电源电压，为升压稳定工作可靠范围，升压计算公式为：Vout=Vin/(1-D) V out 为输出电压、Vin 为输入电压 D 为占空比。 L2 8MBR3010 D1 1 1 2 23 3Q175N75 R2 10K-1/4W 1% C 42200u F /50V C 123 0.1u F /50V R30.04 R1 10 DC 输出 输入 DC12V C34 220U/25V R17 10R R112K R10 2K C14 0.1UF C430.01UF C44 680P R121M COMP 1VFB 2ISEN 3RCT 4 GND 5 OUT 6VI 7VREF 8U1 UC3843AN C290.1UF R13 1K R14 1K R1510R/1W C40 4700P /1KV D3IN4007 R1468K R234.7K 2 1 3 U3TL431 R25 12K R181R/1W C42680P C300.1UF R2656K R24 +5V2 Vin 1 G N D 2 Vout 3 U301 +12V R18 C304 C305 +5V2 D2 HER103 +12V +12V C30 4700p/50V C31 4700p/50v L1 1m H/20A C29 1uf/50V C 12200u F /25V C 3 2200u F /25V C 2 0.1u F /50V C 5 2200u F /50V +24V C28 4700p/50V C29 4700p/50v L3 1m H/20A 此电路供电电源经L1共模电感输入，与C1、C2、C3组成输入滤波网络得到稳定的直流电压; UC3843是脉宽发生器，其引脚功能如下： 1、2脚经R1 2、C14组成电压反馈网络，2脚是电压反馈端； 3脚为电流检测端； 4脚为振荡端，R10是振荡电阻，C43是振荡电容； 7脚是此芯片供电正端（VCC ），5脚此芯片供电负端（GND ）； 8脚为5V 基准输出。6脚为PWM 输出。 此信号驱动Q1 MOS 管开关，给L2是电感储能，关断时，电感（反峰）储能释放叠加的电压经过D1 快恢复二极管输出，此二极管防输出电容电压反串。C4、C5为滤波电容，L3共模电感输出。反馈电 压R24、R23、R25、R26电阻分压取样控制U3 TL431 导通量给U1的2脚。R3为工作电流检测电阻， 检测的电压经R11送给U1的3脚。 Boost 电路参数设计 Boost 电路的原理图如下图所示 当MOSFET 开通时，电源给电感L 充电，电感储能，电容放电。电感上的电流增加量（电感线圈 未饱和时）为： DT L V I in L ?=?+)( 其中：D 为占空比，T 为开关周期。 当MOSFET 关断时，电感放电，电感的能量通过二极管传递到负载。电感上的电流不断减小，忽略二极管的压降，则电流变化为： T D L V V I in o L )1()(-?-=?- 电感电流连续模式时，在稳态条件下，电感上的电流增加等于其电流减小，即)()(-+?=?L L I I ，于是整理可得： D V V in o -=11 因为0 )(+=L pk I I 由上式得，2 4112 K D V V n i o ++?=，s T R L K ?=2 由此可以看出，对于Boost 电路，电感电流连续模式与电感电流非连续模式有很大的不同，非连续模式输出电压与输入 电压，电感，负载电阻，占空比还有开关频率都有关系。而连续模式输出电压的大小只取决于输入电压和占空比。 1．输出滤波电容的选择 在开关电源中，输出电容的作用是存储能量，维持一个恒定的电压。Boost 电路的电容选择主要是控制输出的纹波在指标规定的范围内。对于Boost 电路，电容的阻抗和输出电流决定了输出电压纹波的大小。电容的阻抗由三部分组成，即等效串联电感（ESL ），等效串联电阻（ESR ）和电容值（C ）。 在电感电流连续模式中，电容的大小取决于输出电流、开关频率和期望的输出纹波。在MOSFET 开通时，输出滤波电容提供整个负载电流。在Boost 电路中，为了满足期望的输出纹波电压，电容值可以按下式选取 V f D I C s o ???≥max max 其中：max o I 为最大的输出电流； max D 为最大的占空比。 对电感电流非连续模式，电容为 V f Ts R L I C s o ???- ?≥)21(max 在实际设计中，由于电容的ESR ，为了保证较小的纹波电压，必须要选择更大容值的电容。 在电感电流连续模式中，假设电容值足够大以至于可以忽略。就要有足够小的ESR 来限制输出的电压纹波。 )2 1(max max L o o I D I V ESR ?+-?≤ 在电感电流非连续模式下： L o I V ESR ??≤ 纹波电流通过电容的ESR 中会产生功率损耗，这个损耗会使电容内部的温度上升。过度的温升会大大缩短电容的使用寿命。在不同的环境温度下，电容都有额定的纹波电流。通过电容的电流不能超过其额定值。通过输出电容电流的有效值为 1.BOOST升压电路介绍 boost 升压电路,开关直流升压电路（即所谓的boost 或者step-up 电路）the boost converter,或者叫step-up converter，是一种开关直流升压电路，它可以是输出电压比输入电压高，基本电路如下： 1.1 B OOST升压电路工作原理 假定那个开关（三极管或者mos 管）已经断开了很长时间，所有的元件都处于理想状态，电容电压等于输入电压。下面要分充电和放电两个部分来说明这个电路。 充电过程： 在充电过程中，开关闭合（三极管导通），等效电路如图二，开关（三极管）处 用导线代替。这时，输入电压流过电感。二极管防止电容对地放电。由于输入是 直流电，所以电感上的电流以一定的比率线性增加，这个比率跟电感大小有关。 随着电感电流增加，电感里储存了一些能量。 放电过程： 如图，这是当开关断开（三极管截止）时的等效电路。当开关断开（三极管截止） 时，由于电感的电流保持特性，流经电感的电流不会马上变为0，而是缓慢的由充电完毕时的值变为0。而原来的电路已断开，于是电感只能通过新电路放电，即电感开始给电容充电，电容两端电压升高，此时电压已经高于输入电压了。升压完毕。 如果这个通断的过程不断重复，就可以在电容两端得到高于输入电压的电压。 2.提高转换效率 ①尽可能降低开关管导通时回路的阻抗，使电能尽可能多的转化为磁能； ②尽可能降低负载回路的阻抗，使磁能尽可能多的转化为电能，同时回路的损耗最低； ③尽可能降低控制电路的消耗，因为对于转换来说，控制电路的消耗某种意义上是浪费掉的，不能转化为负载上的能量； Boost电路设计规范 2002-08-31 发布2002-08-31 实施艾默生网络能源有限公司 前言 本规范于2002-08-31首次发布； 本规范起草单位：二次电源、研究管理部技术管理处；本规范执笔人：张式春 本规范主要起草人：张式春 本规范标准化审查人： 本规范批准人： 本规范修改记录： 更改信息表 目录 前言 (2) 更改信息表 (3) 目录 (4) 摘要 (5) 关键词 (5) 1来源 (5) 2适用范围 (5) 3 原理描述 (5) 4 器件的选择 (7) 摘要 本文对Boost 电路的电路参数进行了数学推导，介绍了Boost 电路器件的选择，用于通用Boost 电路的设计 关键词 BOOST PWM 1来源 本规范来源于二次电源研发部设计的ANS20533B 模块。此模块将3.3V 转换为5V 。 2适用范围 DC/DC 模块中，需要升压的电路。 3 原理描述 Boost 电路的原理图如下图所示 L D R 当MOSFET 开通时，电源给电感L 充电，电感储能，电容放电。电感上的电流增加量（电感线圈未饱和时）为： DT L V I in L ?= ?+)( 其中：D 为占空比，T 为开关周期。 当MOSFET 关断时，电感放电，电感的能量通过二极管传递到负载。电感上的电流 不断减小，忽略二极管的压降，则电流变化为： T D L V V I in o L )1()(-?-= ?- 电感电流连续模式时，在稳态条件下，电感上的电流增加等于其电流减小，即 )()(-+?=?L L I I ，于是整理可得： D V V in o -=11 因为0Boost电路的结构及工作原理_Boost的应用电路
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