Flyback正激变换器的工作原理

第1章Flyback正激变换器的工作原理

1.1 引言

有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。因此，它只适用于中小功率输出场合。

单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。

单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。

为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，

从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了d

v /d

t

和d

i

/d

t

，改善

了电磁兼容性。因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。

本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。

1.2 Flyback 型有源箝位正激变换器稳态工作原理

有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。

为方便论述，我们将第一章中的有源箝位正激变换器原理图再画在这里，如图1-1所示。

图1-1 （a ）Flyback 箝位电路

箝位开关T 2与主功率开关T 1的驱动信号互补，有变压器原边绕组伏秒积平衡原理可知，图2-1(a)电路箝位电压为：

i c U d

d

U -=

1 (1-1) 式中 d —占空比

式(1-1)与Flyback 变换器相似，称之为单端反激式Flyback 箝位[5](简称Flyback 箝位)。

U i

图1-1 (b) Boost 箝位电路

图1-1(b)电路箝位电压为：

i c U d

U -=

11

(1-2) 式(2-2)与Boost 变换器相似，称之为升压式Boost 箝位(简称Boost 箝位)。这两种箝位电路工作原理基本相同，只是回馈到输入电源中的电流谐波不同。本文主要以Flyback 箝位电路为研究对象，但其研究结论同样适用于Boost 箝位电路。

为简化分析过程，特作如下假定：(1)电路中的电感、电容、二极管均为理想元器件；(2)输出滤波电感足够大，以至于可将其等效为一恒流源Io ；(3)将变压器等效为激磁电感Lm 与一理想变压器原边并联，忽略其漏感；(4)主开关T1只考虑其寄生输出电容Cds 忽略其他寄生参数；(5)对箝位开关T2，只考虑寄生反并联二极管Ds2，忽略其他寄生参数。根据以上假设，可得到图1-2所示的等效原理图。

图1-2 有源箝位正激变换器等效原理图

Fig.1-2 Equivalent schematic diagram of the active clamp forward converter

在图1-1(a)中，当输出电感L f 工作在电流连续(CCM)模式时，该有源

U R L

箝位正激变换器主要变量的稳态工作波形如图1-3所示。下面分七个阶段分析其工作过程。

(1) t 0～t 1：向负边传输能量阶段

t=t 0时刻使T 1导通，T 2处于关断阶段，则D 1导通，变压器原边向负边传输能量，同时激磁电感L m 上的电流以斜率U i /L m 线性上升。等效电路如图1.4(a)所示。

(2) t 1～t 2：C ds 充电阶段

t=t 1时，T 1被关断，激磁电流i L m 与变压器原边电流I o /N (N 为变压器变比)同时对C ds 充电。由于变压器原边电流远远大于激磁电流，电容C ds 主要由原边电流I o/N 充电，可近似认为其端电压u ds (也即主开关T1漏源间的电压)线性上升如图1-4(b)所示。

(3) t 2～t 3：D 2续流阶段

t =t 2时，u ds ＝U i ，D 1关断，D 2续流。又由于C ds 很小，充电时间 t 12=t 2-t 1

很短，可近似认为激磁电感电流I m1在这段时间内维持不变，在等效电路1-4(c)中简化为电流值为I m1的电流源，I m1为t 1时刻激磁电感的电流值，如图1-3所示。

图1-3 带Flyback 箝位电路的有源箝位正激变换器的原理波形

Fig.1-3 Schematic waveforms of the active clamp

forward converter with flyback clamp

(4) t 3～t 4，L m 与C ds 谐振阶段

t 2时刻以后，变压器不再向负载传送能量，原边电流下降为0，L m

与

U gs

i m

U c

U ds

1

2

3

7

C ds 串联谐振，等效电路如图1-4(d)所示。I L m 与u ds 的本阶段的变化规律为：

t t I i m Lm ωcos 1= (1-3)

t L I U u m m i ds ωωsin 1+=

(1-4)

其中ds m C L 1=ω。I L m 从I m1开始下降，u ds 从U i 继续上升，当t =t 4时，u ds ＝U i +U c ，D s2导通，U c 为箝位电容C c 的箝位电压。

(5) t 4～t 5，L m 与C c 谐振阶段

D s2导通之后,L m 与C ds ，C c 共同谐振。由于C c 远远大于C ds (实际上两者往往相差几个数量级)，为简化分析，可忽略C ds 的作用，近似认为L m 与C c 谐振，等效电路如图1-4(e)所示，i L m 下降。在这一阶段使箝位开关T 2导通，由于D s2已经导通，T 2实现了零电压开启。T 2的导通为i L m 提供了负向流通通道，i L m 变负以后铁芯工作在磁化曲线的第三象限，使变压器的磁通得以恢复，这一过程即为磁通复位过程。本阶段由于箝位电路的工作使主开关T 1的漏源两端电压u ds 箝位在U i ＋U c 。t 4时刻T 2被关断。

(a) 阶段1 (b) 阶段2

(c) 阶段3 (d) 阶段4

U U U U o

I o

o

o

(e) 阶段5 (f) 阶段6

(g) 阶段7

图1-4 变换器工作的七个阶段

Fig.1-4 Seven operation stages of the concerter

(6) t 5～t 6，L m 与C ds 再谐振阶段

T 2关断以后激磁电感L m 与C ds 再次串联谐振，其等效电路与阶段(3)相同，如图1-4(f)所示，但由于处始条件不同，其变化规律也不同：

t L I t U U u m m c i ds ωωωsin cos 2++= (1-5)

t C U t I i ds c m Lm ωωωsin cos 2-= (1-6)

I m2为t 5时刻i L m 的值，I m2<0，如图1-3所示。在这一阶段，i L m 上升，u ds 下降。能量回馈到电网及转移到L m 中。

(7) t 6～t 7，u ds 下降阶段

t =t 6时刻，u ds 下降到U i ，D 1开通，D 1与D 2共同导通期间为i m 在副边续流提供了路径，如u ds 可下降到零时，则为T 1的开通创造了ZVS 的条件。

t 7时刻T 1再次开通，电路进入下一个工作周期。

对以上工作过程，作几点说明：

【1】 箝位电压值：由于主开关1T 与箝位开关2T 可近似认为处于互补工作状(实际工作中，12~t t ，23~t t ，与t 5～t 7在整个周期中所占的比例很

U U U i

o

o

o

小),根据变压器的伏秒积平衡原理，可以得箝位电容的电压/(1)c i U U D =-，D 为主开关的导通占空比。

【2】在54~t t 阶段，激磁电感m L 与箝位电容c C 谐振，二者之间的能量交换使箝位电压c U 出现了小幅度的波动，实际应用中可以通过选择合适的参数将c U 的波动限制在较小的范围内，并近似认为c U 在一个周期中基本保持不变。

【3】 主开关管的软开关实现：在75~t t 阶段，使ds u 下降到零是实现主开关ZVS 开通的必要条件，为此，要求电路的参数应满足:

ds m m c i C L I U U /2

22+≤ (1-7)

若i c U U ≥，则无论2m I 如何取值均可获得ZVS 条件；若i c U U <,则功率开关电压应力降低了，但要求一定大小的2m I 才可获得ZVS 条件。需要强调的是在谐振阶段没有电流流入变压器次级时才正确。所以，1T 能否实现ZVS 开通是由谐振电路初值及谐振过度期间有无电流流入变压器次级共同决定的。

1.3电路关键参数设计

（1）箝位电容的设计

箝位电容c C 值主要由箝位电压纹波cc V ?决定，设1.0/≤?cc cc V V 则有

1.0)8/(min)1(22min ≤-c m C L T D D (1-8) (2) 主开关占空比和开关管电压应力分析

正激变换器的输出与输入电压的关系如下：

n DV V i o /= (1-9) 在主开关导通的时间DT 内，加在变压器原边的电压为i V ，在主开关关断、箝位开关导通时间内（1-D ）T 内，加在变压器原边的电压为cc V ，根据变压器的伏秒平衡原理有：

)1/(D DV V i cc -= (1-10) 只要箝位电容值满足一定的要求，它上面的电压会在电路接通电源以后几个开关周期内，通过箝位开关的反并联二极管自动充电到上式决定的稳态值，并且该稳定值会随时随着占空比和输入电压或者是其他因素的变化而变化。