中南大学毕业设计调研报告

本科毕业设计(调研报告)

GRADUATION DESIGN(THESIS) MATERIAL

题目宽电压输入buck变换器

的优化设计研究

学生姓名赫玉莹

指导教师裘智峰韩华

学院信息科学与工程学院

专业班级电气工程及其自动化1104班

本科生院制

2015年4月

宽电压输入的buck变换器优化设计研究

摘要

随着科技的发展，电子产品已与人的生活息息相关，而开关电源作为其中的核心更是成为研究热点。开关电源的应用场合不断增加，不同的应用对通过对开关电源的性能要求和优化设计也提出了越来越高的要求。基于前期的文献阅读和学习，现将主要内容和课题研究规划做如下报告。

第一章简述了社会和科技发展对电源管理芯片的要求，提出了研究开关型降压DC/DC变换器的研究背景和意义。第二章针对电力电子开关器件的研究现状做了总结，对过去10年的电力电子技术研究热点做了回顾。Buck开关电源的工作原理在第三章进行了简单说明。第四章在第三章原理的基础上，基本确定了各个模块的设计方案。第五章简述了本课题进行中，对buck变换器优化设计和制作样机所需要使用的软件。第六章将详述论文主要工作与重点难题。在上述分析之后，给出课题研究预期进展与时间规划。

关键词：BUCK变换器同步整流电磁兼容

Design of BUCK converter with wide input voltage range applications

ABSTRACT

With the development of science and technology, digital products have been the indispensable part of life, and the research of switch power supply has becoming more and more popular. As switch power supply applications increased, higher demand of performance and optimization design are required. Based on the preview of literatures, the main content and research plan will be shown in this report.

The development of power electronics is introduced at first, and the research background and significance of power supplies are proposed. The research situation and focuses of switching power supplies are summarized in the second chapter. And then the basic principle and control methods of buck dc-dc converter are shown. Based on the third chapter, schemes of each module is proposed. Several softwares that will be used in the design are described simply next, and the six chapter discuss some key point in the design. Finally, the ideal research progress and time management are introduced in the last chapter.

Keywords: DC-DC buck converter synchronous rectify electromagnetic compatibility

目录

第1章研究背景与意义 (6)

第2章研究现状 (7)

2.1 开关变换器研究现状 (7)

2.2 电源控制新技术 (8)

第3章 BUCK变换器理论基础 (10)

3.1 buck变换器工作原理 (10)

3.2 控制方法简述 (12)

3.2.1 PWM控制 (12)

3.2.2 PFM控制 (13)

3.2.3 PWM/PFM混合控制 (13)

3.3 电压模式控制与电流模式控制 (13)

3.4 buck变换器的限制 (15)

第4章系统设计方案 (15)

4.1 系统设计要求 (15)

4.2 设计方案论述 (16)

4.2.1 控制回路设计方案 (16)

4.2.2开关管方案 (16)

4.2.3 驱动电路设计 (17)

第5章课题研究所需软件介绍 (21)

5.1 matlab软件simulink仿真介绍 (21)

5.2 protues软件 (22)

5.3 IAR编译器 (23)

第6章论文主要工作和重点难点 (24)

6.1 论文重点难点 (24)

6.2 课题研究计划 (24)

参考文献 (26)

第1章研究背景与意义

近年来，随着科学技术的迅猛发展，电子产品如笔记本电脑、移动电话、PDA等走入每一个家庭，电力电子设备与人们的生活、工作息息相关。而DC/DC开关变换器也因其转换效率高、功率密度比大、稳压范围宽、正负极的灵活性广泛应用与各类电子产品中。现如今，在人们日常生活应用中电子设备的种类越来越多，进而对电源各性能指标的要求也越来越高。

最传统的是晶体管串联调整稳压电源模块。现已有大量集成化的线性稳压模块，它在享有着可靠性高、输出纹波电压小、稳定性好等优点的同时，也有着很大的缺陷：效率问题和散热问题。调整管需要工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，集电极和发射极之间的电压差比较大，电源效率较低；其次，由于调整管静态损耗大，散热严重，往往需要安装一个很大的散热器，这对电源的体积要求增加了障碍，无法满足电力电子发展的需求[1]。于是，在20世纪50年代，美国宇航局开发了开关电源，并逐渐取代了线性稳压电源得到广泛应用。开关电源具有效率高、可靠性和稳定性好、体积小、重量轻、对供电电网电压波动不敏感的优点，但也有瞬变响应差、电磁干扰等缺点，但随着技术发展，这些不足正在不断得到改善[1]。到20世纪80年代，开关电源化已经在计算机上实现，之后，到20世纪90年代，开关电源就已在电气设备、家电领域、航空航天等得到了广泛的应用，开关电源技术发展突飞猛进。

对于我国，在开关电源方面起步较晚，还有较大的发展空间。开关电源技术是在20世纪80年代引入我国，随着计算机、汽车、通讯等行业的迅猛发展，开关电源市场也不断增长，而开关电源的控制研究更是受到广泛关注，成为国内功率电子学领域的关注热点。我国目前能源紧缺，随着可再生能源的发展，对电力变换器的研究和优化发展更是迫切[2]。

直流变换器广泛应用于稳压开关模式的直流电源以及直流电动机驱动。变换器的输入一般为线电压整流后的非稳压直流电压，因此线电压幅值的变化会引起输入电压波动[3]。通过开关模式，DC-DC变换器可将输入的非稳压直流电压变换为期望输出的可控直流电压。随着电子产品的功能变得更多，对适用于这类产品的buck变换器的性能提出了很高的要求，因此，研究buck变换器并进行优化设计具有重要的理论和现实意义。

第2章研究现状

2.1 开关变换器研究现状

DC/DC开关变换器的研究，是电力电子技术中开关电源技术的一部分，运用功率变换器进行电能变换，以满足用户的用电需求。自其问世，在过去20年里，高频化和软开关技术是国际电力电子届的研究热点之一，到了90年代中期，集成电力电子模块和集成电力电子应用技术开始应用发展，使得电源产品更加标准化、模块化、可制造性、低成本等得以实现[3]。

总的来说，在过去近50年开关电源技术进步和发展进程中，有三大标志：

功率半导体开关器件——功率MOSFET和IGBT取代了之前的普通功率晶体管

高频化PWM和PFM控制技术的应用和软开关技术的应用

开关电源系统的集成应用

国外在集成化的研究上已开展了近20年，但随着全球集成电路设计和工艺水平的不断进步，对系用设计相关技术也产生了新的挑战，对于中国，起步较晚，而且由于我国半导体技术和工艺跟不上时代的发展，导致开关稳压电源中的关键器件，如功率开关晶体管、高频开关变压器磁性材料、储能电感、快恢复续流二极管还都是从国外引进。

而对于开关电源技术的发展趋势，可以归纳为以下四点[4]：

小型化、轻量化、薄型化、高频化。

提高可靠性和集成度，提高平均无故障时间。

在提高频率的同时，降低开关噪声

采用计算机软件对设计过程和开关电源性能的优化

2.2 电源控制新技术

1）软开关技术

软开关技术是实现高频化的一个转折点，它是应用谐振的原理，使开关器件中的电流或电压按照正弦规律变化，通过零电压开通、零电流关断实现减少开关损耗的效果，它不仅可以解决硬开关变换器的开关损耗问题、二极管反向恢复问题，还能解决相关的电磁兼容性问题[5]。

在开关频率增大到兆赫兹级，开关应力和噪声将不能忽略，其中的谐振变换器便会产生较大的循环能量，为了解决这一问题，发展了很多软开关技术。其中，为了改善零开关条件，有人提出将谐振网络并联在主开关管上，后发展会零转换PWM软开关变换器，取软开关技术之所长，并弥补了前述的不足。目前，无源无损缓冲电路将成为实现软开关技术的重要技术之一，在直流开关电源中也广泛应用。

2）交错并联技术

大功率电源采用交错运行，可以较好地解决纹波问题。交错运行属于并联运行方式，若N模块并联交错运行，要求各模块同频率，开关导通时刻依次滞后N分之一个开关周

期[6]。这种方式，使得输出电流电压纹波峰值大为减小，从而减小了所需的滤波电感值，减小了电源的体积，提高了其功率密度。

3）多电平变换器的控制方法

多电平变换器的控制方法包括：三角载波PWM法、空间电压矢量PWM（SVPWM）法。三角载波PWM法又可分为：消谐波（SHPWM）、三角载波移相（PSPWM）法和开关频率最优PWM（SFOPWM）法。

当各级联单元利用率一致时，逆变器的效能比最大。当直流电源为电池组时，均衡电池组的放电具有特别重要的意义，均衡控制主要包括直流电源的输出功率均衡和开关器件的利用率均衡，为此，提出了循环分配和交替分配两种均衡控制方法[7]。

4）均流技术

设计分布式并联电源系统时，需采取必要措施使得每个模块平均分担输出电流，以保证系统稳定可靠地工作，充分发挥并联电源的优点。均流技术通过控制电路调整各模块的输出电压，从而调整输出电流，常见的均流控制方法有：输出阻抗法（即调节变换器的输出阻抗来实现均流）；主从设置法（定义其中一个电源模块为主模块，其余为从模块，从模块跟随主模块调整输出电流，属于闭环控制方法）；平均电流均流法（将各模块的电流放大器输出端通过电阻R接到均流母线上实现均流）；最大电流均流法（将输出电流最大的模块自动变为主模块，其他为从模块，依次整定）。

5）功率因数校正（PFC）

为解决谐波污染问题，需要降低电源设备自身的谐波污染，提高功率因数。PFC的目的是将设备的输入端口对交流电网呈现纯阻性，使得输入电流和电网电压为同频同相的正弦波，功率因数接近1[7]。PFC技术分为无源功率因数校正和有源功率因数校正两种。

第3章 BUCK 变换器理论基础

3.1 buck 变换器工作原理

如下图3-1所示，为buck 变换器工作原理图。它是由一个功率晶体管开关Q 与负载串联构成的。驱动信号ub 周期地控制功率晶体管Q 的导通与截止，当晶体管导通时，若忽略其饱和压降，输出电压uo 等于输入电压；当晶体管截止时，若忽略晶体管的漏电流，输出电压为0[8]。这样的一个电压方波平均值等于所期望的直流输出电压，后面的LC 低通滤波器用来削弱方波中的交流量，使输出为所需的直流电压，输出电压与参考电压作比较，生成响应的控制PWM 波，输入给MOS 管的控制端，从而控制开关管的占空比，形成一个负反馈。该电路的基本特征是：在电压值上，输出电压低于输入电压；在电流值上，输出电流为连续的，输入电流是脉动的。其工作分连续模式和断续模式，开关转换线路是否工作在CCM 或者DCM ，主要取决于流过电感电流是否连续。

图3-1 buck 变换器工作原理图

如下图3-2所示，为buck 电路工作时的理想波形[6-8]。

图3-2 buck 电路工作时的理想波形图

其中所做的理想假设为：

MOS 管为理想开关器件，导通压降为0，截止漏电流为0。

电感电容为理想元件，电感工作在线性区，寄生电阻为0，电容ESR 也为0。

输出电压纹波可以忽略不计。

s DT t <<0 ：开关管导通时，输出电感储能，流过电感的电流线性增加，同时给负

载提供能量；

V V dt di L

g -= (3-1) s s T t DT << ：关管关断，输出电感通过diode 进行续流，流过电感的电流线性减小。 V dt di

L = (3-2)

依据电感伏秒平衡原理可得：

s

s g T D V DT V V )1()(-=- (3-3)

由式(3)可得：

g

V V

D = (3-4)

当开关转换线路工作于CCM/DCM 边界：

可得边界条件为：

R Lf D K s

21=-= (3-5)

即: 当R Lf D s

21<-时，buck 变换器工作在CCM 模式； 当R Lf D s

21>-时，buck 变换器工作在DCM 模式；

当R

Lf D s 21=-时，buck 变换器工作在CCM/DCM 边界； 边界条件也可写为：)1(21020D f P V L s

C -???=，该值为临界电感，当R 、

D 、s f 固定时，若C L L <，则系统由CCM 状态转为DCM 状态，当s f 增大时，C L 值降低。

3.2 控制方法简述

为了保证一个系统的稳定性、快速性、准确性，并综合考虑体积成本、控制效率等因素，需要对系统采用合适的控制策略。DC-DC 变换器的控制方法可分为PWM 控制(pulse-width-modulation)、PFM 控制(pulse-frequency-modulation)、PWM/PFM 混合控制。下面将分别对这三种控制方式进行简要的说明。

3.2.1 PWM 控制

PWM 控制即脉冲宽度控制，通过改变在固定工作周期内的开关管导通关断时间来改变占空比，通过调整占空比使得输出电压稳定。如下图3-3所示，为PWM 模式下稳定状态的工作波形，对应的状态等效图如图3-4所示。在开关周期初始，开关管导通，电感两端产生稳定的正向压降out in V V -，流过电感的电流开始增大，电感中储存了一部分能量；之后，当开关管关断，二极管导通续流，电感电流减小，其中储存的能量传送到电容和负载上。在一个开关周期中，开关管持续地开通和关断，于是在负载端形成连续的电流。在这个过程中，由于被调制的是方波的占空比D ，即脉冲宽度，所以将这种工作模式叫做脉冲宽度调制控制。

图3-3 PWM 控制下稳定状态的工作波形

图3-4 buck 电路状态图

3.2.2 PFM控制

PFM控制即脉冲频率调整，与PWM相对比，其工作周期不固定，通过改变开关管的开通和关断脉冲的频率来改变占空比，从而通过调整占空比使得输出电压稳定。PFM控制中，一个工作周期一般分为3个阶段：电感电流为0、电感电流上升、电感电流下降[9]。在实现PFM控制时有两种方式：

电感电流上升和下降的频率固定，当负载变轻时，电感电流为0的时间增加，系统工作频率变小，此时通过调整这一频率实现输出稳定。

利用单稳态触发器代替振荡器，当电感电流不为0时，单稳态触发器和电流检测电路共同形成占空比信号，系统的输出控制何时电感电流为0。

3.2.3 PWM/PFM混合控制

对于PFM控制，在轻载时，开关工作频率降低，开关损耗减小，而对于PWM控制，导通损耗与负载成正比，开关损耗与负载无关，因此，轻载时PFM控制方式的效率相对较高。但由于PFM控制方式是通过几个周期时间的改变才能完全响应负载变化，PWM控制在每个周期内都可改变占空比，因此，前者具有更大的开关噪声。

在考虑高效率和低噪声两个因素下，一般采用PWM/PFM混合控制：重载时采用PWM 控制，轻载时采用PFM控制。这样将大大提高系统的灵活性和效率[10]。

3.3 电压模式控制与电流模式控制

电压模式控制和电流模式控制是按照控制电学参数来分的，这两者都有输出电压反馈和电压反馈，不同之处在于：电压模式控制只有一个电压环，而电流模式控制是双环：电压环和电流环。电压环作为外环，电流环作为内环[11]。

电流控制模式比较复杂，它把输出电压与基准电压相比较后产生的控制电压与电流反馈信号相叠加，再与振荡器产生的三角波进行比较，最终产生占空比可变的PWM方波来控制开关管和整流管的开断。结构虽然复杂，但性能更好，其优点为：

系统的稳定性增强

系统的动态特性改善，对输入电压的抗扰性增强。电压环的响应速度较慢，低频的纹波很难消除，而采用电流控制环后对纹波的处理能力将明显增强。

具有快速限制电流的能力。通过对电流给定的信号的限幅，可以很容易地限制电路中的电流，有效降低电流冲击。

当然，电流模式控制也有一定的局限性。

一般电流模式控制用电阻来检测电流，并把电流信号反馈，但是当负载电流减小的时候，检测到的电流自然也随着减小，如果负载过轻，电流信号就可以忽略不计，系统就变成了电压模式控制。如果负载是变化的，且变化范围约为10:1，就不能用电流控制模式，否则会引起不稳定。

当电流模式控制变换器的占空比超过50%时，变换器会在开关频率的次谐波频率点出现震荡，次谐波频率点一般是在开关频率一半的地方[1,2,12]。引起这种现象的原因为：在电流模式控制下，当电流达到一定大小时，开关关断，如果占空比大于50%，电感电流的上升时间大于整个周期的50%，则当开关关断器件，电流还没有来得及回到静态初始值，下一个周期又开始了。在下一个周期中，初始电流变大了，很快就会上升到参考值，导通时间变短，占空比变得更窄；和上一个周期相比，这个周期的占空比小于50%。以此循环往复，间隔一个周期过大一个周期过小，从而会产生次谐波震荡。解决该问题的方案是在电流上叠加一个固定斜坡的信号，由于所叠加的斜坡是一个固定值，电流闭

环的影响可以得到较好抑制。

系统稳定的一般要求时外环电压环的带宽要比内环电流环校，电流环的带宽可以等于开关频率[1,2]。

3.4 buck变换器的限制

1）Buck变换器电路中没有隔离变压器，且只能有一路输出；

2）Buck变换器只能对输入电压进行降压变换，即输入电压必须高于输出电压，否则变换器就不能正常工作；

3）虽然Buck变换器的工作状态即可以在电流连续状态，又可以在电流断续状态，但是对输入电流来说，该电流值总是断续的。在每个周期内，当开关关断时，输入电流为0，这使得EMI滤波器的设计更加复杂。

4）Buck变换器的门级驱动比较麻烦。难点在于驱动N沟道MOSFET时，门级电压至少要比输入电压高5V，甚至要求高出10V，最简单的方案是避开这个问题，采用P沟道MOSFET，这样只要把门级电平拉到地就可以使开关管开通。但是，P沟道MOSFET的导通电阻比N沟道MOSFET要大，损耗也会更大。此外，使用P沟道通常会使用下拉关断电阻，开关管的开关速度会受到影响。

第4章系统设计方案

4.1 系统设计要求

根据毕业设计任务书，要求实现如下Buck变换器性能指标：

输入电压：Vin = 36V~72V

输出性能：Vout = 12V

Vout （p-p）< 100mV

Iout = 2.5A

效率达到0.85以上

4.2 设计方案论述

基于第3章对buck电路工作原理和限制性的分析，分别针对控制回路、开关管的选择、驱动电路的设计提出以下几种方案，接下来将对几种设计方案进行对比论证。为了提高开关电源的效率，采用同步整流的buck变换器，采用MOSFET代替肖特基二极管续流。

4.2.1 控制回路设计方案

系统检测到输出电压和电流，通过控制回路输出PWM控制信号，从而控制开关管占空比。控制回路可以通过由AD采样信号输送给PWM控制芯片来实现，PWM控制芯片包括电压控制型和电流控制型，技术已经比较成熟，但是对于反馈回路的补偿设计等相对比较复杂，对于电流控制型芯片，还需要加入斜坡补偿。另一种方式，是将输出信号采样后传给微处理器，通过软件编程，输出相应的控制信号。这种方式的灵活性较高，但成本较高。在本设计中，为了实现系统的优化，采用了后者，即通过微处理器构成控制反馈回路，反馈回路采用微处理器进行，一般是采用PI控制，在此通过软件修正可找到最优的PI参数；也可以设法优化控制算法。

4.2.2开关管方案

早期的大部分电源采用双极型晶体管，现代开关电源更多采用MOSFET。下面将针对

MOS与BJT进行对比：

1.驱动MOSFET比驱动BJT容易[13-15]。BJT需要更大的驱动电流来使其导通，而且需要持续注入才能使它保持导通状态，而MOSFET只需要在栅极外加合适的电压并维持住，就可以保持导通。简单地说，MOSFET为压控型器件，BJT为流控性器件。实际上，现代MOSFET在开关转换过程中也需要一定的栅极电流，因此实际上往往要在栅极注入或抽出大量电流，以加快响应速度。

2.BJT的驱动要求更容易满足。对于N沟道的MOSFET，栅极电压必须必源级电压高几伏才行，在某些类型的DC-DC变换器中，N沟道MOSFET所需驱动电压可能比变换器输入电压还要高很多，这时就要用到自举电路。

3.BJT虽然在电磁兼容、噪声和纹波方面比MOSFET占有优势，但这是以牺牲开关速度为代价的。

4.BJT更适合于大电流装置，因为即使开关电流很大，其正向导通压降基本不变，开关损耗显着降低，开关频率越低，效果越明显。

综合两者，出现了IGBT，它的驱动特性与MOSFET类似，但是在其他方面如正向压降和开关速度与BJT类似。IGBT是采用MOS结构的双极性器件，导通压降很小，但由于其存储电荷的增强与耗散产生了开关损耗，且关断时集电极拖尾电流和较大的集射间电压进一步增大开关损耗，因此，IGBT的频率不能太大，适合于高压高功率的场合。基于本设计，要求输出电压为12V，功率为30W，即电流为2.5A，综合考虑，在此选用MOSFET。

4.2.3 驱动电路设计

由微处理器产生PWM控制信号后，高电平还不足以使开关管开通，需要通过驱动电路。对于开关电源的设计，市场上已广泛存在响应的驱动芯片，也有将驱动电路和PWM

产生电路集成在一起的PWMIC，但由于本设计为了更好地研究学习，采用了单片机，因此放弃了集成PWM控制芯片的方案。对于驱动芯片，选用IR2110进行驱动。

设计方案1：MOS管选用PMOS，采用一个NMOS去驱动该PMOS，中间采用大功率的电阻进行分压配比，使得MOS的极间电压满足要求。如下图4-1所示，设置电阻值如图，当输入Q2栅极为高电平（一般额外12V或15V，依照驱动芯片供电电压而定），Q2为NMOS 可以导通，V1与R2、R3、R4构成通路，根据分压原理，Q1的栅极电压约为V1的3/10，从而PMOS导通，且GS间电压差在其承受范围内。

此设计所存在的问题在于电阻的选取。电阻值不能太小，否则通过电流会很大，发热很严重。同时，电阻值还不能太大，否则电流值会很小，使得驱动能力差，进而影响开关速度。当开关速度过慢，就会增大开关损耗。

因此，驱动电阻的选取必须折中。折中buck电路的驱动设计针对本毕设要求应该是合理的，但若输入电压进一步加大，范围进一步拓宽，则这种设计就又不适用了。此外，电阻值一般会随着工作时间有一定的变化，这对开关管的工作状态会造成影响，而且，电阻上会分担一定的功率，使得开关电源的效率很低。

图4-1 采用PMOS的设计方案

此设计所存在的问题在于电阻的选取。电阻值不能太小，否则通过电流会很大，发热很严重。同时，电阻值还不能太大，否则电流值会很小，使得驱动能力差。如下图4-2所示，对驱动电阻的仿真图，绿线表示驱动电阻很大时，MOS的G极电压波形上升沿。

图4-2 不同驱动电阻的MOS栅极电压波形图

从图中可以看出，当驱动电阻很大时，驱动能力有些力不从心。同理，下降沿也是如此的效果。电阻太大会影响驱动快慢，进而影响开关速度。当开关速度过慢，就会增

大开关损耗。然而，驱动电阻大还有着可以利用的优点。有人曾针对驱动电阻做过傅里叶仿真分析，在此引用其结论：驱动电阻增加可以降低MOS管开关时的电压电流变化率，比较慢的开关速度，有利于EMI，高频谐波明显减小。如下图4-3所示。

图4-3 不同驱动电阻下DS电压波形傅里叶分析图

因此，驱动电阻的选取必须折中。这个值将在实际设计操作中进行把握确定。此外，折中buck电路的驱动设计针对本毕设要求应该是合理的，但若输入电压进一步加大，范围进一步拓宽，则这种设计就又不适用了。

综合以上的分析，本种设计思路是不适合的。

设计方案2：采用NMOS作为开关器件，采用下图4-3和图4-4所示的驱动电路。这两个图是被提出的针对低压应用、宽电压应用、双电压应用都相对比较适用的结构。在这三种场合，图腾柱结构不能满足需求，而现成的驱动芯片也没有包含门级电压的限制。但图4-5和4-6都比较复杂，在实际应用中还需要很多改进，不好调试。

图4-5 驱动电路设计方案2

图4-6 驱动电路设计方案3

:设计方案3：采用自举电路。如下图4-7所示，增加二极管、L2、C3，以提供一个在MOS导通期间保持足够的、相对S脚的驱动电压，其中，二极管正向为电容充电，反向保证电容电压不变，电感L2是为了保证buck拓扑不高频短路，要远大于buck电感，C3的大小要稳定驱动电压就可以了。

图4-7 驱动电路设计方案4

基于此原理，一些公司开发出了相应的高压门极驱动芯片，一般用于半桥变换器的

高低侧驱动，其工作示意图如下图4-8所示。要求对自举电路反复充电放电，因此在占空比和导通时间上会有一定的局限性。关键在于对自举电容、门极开通电阻和关断电阻的选取。

图4-8 高压门级驱动芯片自举电路示意图

综合以上几种设计方案，方案1效率低，开关响应慢且损耗大，不可行；方案2适应性强，但结构比较复杂，实际调节较麻烦，相比而言，方案3更为简便，且相应的驱动芯片已将复杂的电路部分集成化，体积更小，效率也比较高。因此，在本设计中，选取方案3。

4.2.4 检测电路设计方案

要对buck电路实现控制，需要检测其负载侧电压和电感电流，实现闭环控制。在本设计中，电压采样通过输出电压经过运放将电压精确缩小到MSP430单片机AD口可以检测到的值，放大器设计为高阻抗输入低阻抗输出起到隔离的作用。电流检测采用了20m Ω康铜丝，并且用单电源仪表放大器INA118对采样电压信号进行放大，以提高精度。如下图4-9所示为电压检测电路图，图4-10所示为电流检测电路图。

图4-9 电压检测电路图

图4-10 电流检测电路图

整个系统的设计思路如下图4-11所示。

图4-11 系统设计思路