主电路设计

摘要

V-M调速系统的主电路一般是由可控硅整流电路、直流电动机回路、交直流侧的保护电路等组成，在可逆调速系统中，电动机最基本要素就是能改变旋转方向。实际上是改变电机的电枢电压的极性，或者是改变励磁的磁通方向。V-M系统的可逆线路有两种方式，电枢反接线路和励磁反接可逆线路。无环流可逆系统省去了环流电抗器，没有了附加的环流损耗，节省了变压器和晶闸管装置的附加设备容量。和有容量系统相比，因换流失败造成的事故率大为降低。

关键词逻辑无环流；可逆直流调速系统；逻辑控制器

目录

1 绪论 (1)

1.1 逻辑无环流可逆直流调速系统简介 (1)

1.2 逻辑无环流可逆直流调速系统工作原理图 (2)

2 系统主电路设计 (3)

2.1 主电路形式的选择与论证 (3)

2.2 交流电源的选择 (4)

2.3 晶闸管元件的计算与选择 (4)

2.4 平波电抗器的计算与选择 (5)

2.5 测速机的选择与可变电位器的选择与计算 (6)

3 保护电路设计 (7)

3.1 过电流保护 (7)

3.2 过电压保护 (8)

4 DLC的设计 (9)

4.1 逻辑判断电路的设计 (9)

4.2 电平检测器电路（DPZ）的设计 (10)

5 调节器设计 (13)

5.1 电流调节器的设计 (13)

5.2 转速调节器结构设计 (14)

6 触发器设计 (15)

7 系统参数计算及测定 (17)

7.1 实验设备及注意事项 (17)

7.2 主电路电磁时间常数的测定 (18)

7.3 机械特性n=f (Id)的测定 (19)

7.4 系统动态波形的观察 (20)

总结 (22)

参考文献 (23)

1 绪论

1.1 逻辑无环流可逆直流调速系统简介

在可逆调速系统中，电动机最基本的要素就是能改变旋转方向。而要改变电动机的旋转方向有两种办法：一种是改变电动机电枢电压的极性，第二种是改变励磁磁通的方向。对于大容量的系统，从生产角度出发，往往采用既没有直流平均环流，又没有瞬时脉动环流的无环流可逆系统，无环流可逆系统省去了环流电抗器，没有了附加的环流损耗，和有环流系统相比，因换流失败造成的事故率大为降低。

无环流可逆调速系统可按实现无环流原理的不同而分为两大类：逻辑无环流系统和错位控制无环流系统。而错位无环流系统在目前的生产中应用很少，逻辑无环流系统目前生产中应用最为广泛的可逆系统，当一组晶闸管工作时，用逻辑电路封锁另一组晶闸管的触发脉冲，使它完全处于阻断状态，确保两组晶闸管不同时工作，从根本上切断了环流的通路，这就是逻辑控制的无环流可逆系统，组成逻辑无环流可逆系统的思路是：任何时候只触发一组整流桥，另一组整流桥封锁，完全杜绝了产生环流的可能。至于选择哪一组工作，就看电动机组需要的转矩方向。若需正向电动，应触发正组桥；若需反向电动，就应触发反组桥。要实现逻辑无环流可逆调速，就要采用桥式全控整流逆变电路。要达到电流和转速的超调要求就要设计电流-转速双闭环调速器；逻辑无环流的重要部分就是要采用逻辑控制，保证只有一组桥路工作，另一组封锁。逻辑控制器可以采用组合逻辑元件和一些分立的电子器件组成，也可用单片机实现，本文使用PLC来实现逻辑控制；触发电路要保证晶闸管在合适的时候导通或截止，并且要能方便的改变触发脉冲的相位，达到实时调整输出电压的目的，从而实现调速。保护电路有瞬时过压抑制，过电流保护和过电压保护，当过压或过流时封锁触发脉冲，从而实现保护功能。

1.2 逻辑无环流可逆直流调速系统工作原理图

逻辑无环流可逆直流调速系统如图 1.1 所示，两组桥在任何时刻只有一组投入工作（另一组关断），所以在两组桥之间就不会存在环流。其主电路采用反并连连接电路。因为无环流，所以不需要设置环流电抗器，控制电路仍是典型的转速、电流双闭环系统，只是电流环是分设的。1ACR、2ACR分别控制的是正组VF、反组VR的整流桥。正组VF、反组VR工作时有整流和逆变两种状态。当给

定信号U*

n 为正时，转速调节器ASR输出U

i

*为负值，逻辑切换装置DLC给正组桥

VF发出触发脉冲，使其处于整流状态，电动机正向转动；当给定信号U*

n

为0或

负值，转速调节器ASR输出U

i

*为正值，由于电机电枢电流不为零，逻辑切换电路DLC仍然向正组桥VF提供脉冲，但却使VF处于逆变状态，电流和转速变小；当电枢电流为0时，反组桥VR处于整流状态，此时电机处于制动状态，快速停车或反向运行。

图1.1逻辑无环流可逆调速系统原理图

2系统主电路设计

2.1 主电路形式的选择与论证

逻辑无环流可逆直流调速系统的主电路如图2.1所示

图2.1逻辑无环流可逆直流调速系统的主电路

本方案的主回路由正桥及反桥反向并联组成，并通过逻辑控制来控制正桥和反桥的工作与关闭，并保证在同一时刻只有一组桥路工作,另一组桥路不工作，这样就没有环流产生。由于没有环流,主回路不需要再设置平衡电抗器，但为了限制整流电压幅值的脉动和尽量使整流电流连续，仍然保留了平波电抗器。

正向启动时，给定电压Ug为正电压，“逻辑控制”的输出端Ulf为“0”态，Ulr为“1”态，即正桥触发脉冲开通，反桥触发脉冲封锁，主回路“正桥三相全控整流”工作，电机正向运转。

当Ug反向，整流装置进入本桥逆变状态，而Ulf、Ulr不变，当主回路电流减小并过零后，Ulf、Ulr 输出状态转换，Ulf为“1”态， Ulr为“0”态，即进入它桥制动状态，使电机降速至设定的转速后再切换成反向电动运行;当Ug=0时，则电机停转。

反向运行时，Ulf为“1”态，Ulr为“0”态，主电路“反桥三相全控整流”工作。

“逻辑控制”的输出取决于电机的运行状态，正向运转，正转制动本桥逆变及反转制动它桥逆变状态，Ulf为“0”态，Ulr为“1”态，保证了正桥工作，反桥封锁；反向运转，反转制动本桥逆变，正转制动它桥逆变阶段，则Ulf为“1”

态，Ulr 为“0”态，正桥被封锁，反桥触发工作。由于“逻辑控制”的作用，在逻辑无环流可逆系统中保证了任何情况下两整流桥不会同时触发，一组触发工作时，另一组被封锁，因此系统工作过程中既无直流环流也无脉动环流。

2.2 交流电源的选择

交流电源选择三相电路，一次侧相电压为U1=220V 为了得到零线，变压器二次侧必须接成星形，而一次侧接成三角形，避免3次谐波流入电网。

在进行变压器计算之前，应该确定负载要求的直流电压和电流，确定变流设备的主电路接线形式和电网电压。先选择其次级电压有效值U2，U2数值的选择不可过高和过低，如果U2过高会使得设备运行中为保证输出电流电压符合要求而导致控制角过大，使功率因数变小。如果U2过低又会在运行中出现当α=αmin 时仍然得不到负载要求的直流电压的现象。通常次级电压，初级和次级电流根据设备的容量，主接线结构和工作方式来定。由于有些主接线形式次级电流中含有直流成分，有的又不存在，所以变压器容量的计算要根据具体情况来定。

2.3 晶闸管元件的计算与选择

晶闸管参数计算：

对于三相桥式整流电路，晶闸管电流的有效值为：

210.5773

VT d d I I I I === (2-1) 则晶闸管的额定电流为：

()0.3680.368760279.681.57

VT VT AV d I I I A A ===?= (2-2) 取1.5~2倍的安全裕量，()420VT AV I A =

由于电流连续，因此晶闸管最大正反向峰值电压均为变压器二次线电压峰值，即：

22.45 2.457501837.5FM RM U U U V ===?= (2-3) 取2~3倍的安全裕量，4000VT U V =

2.4 平波电抗器的计算与选择

在使用晶闸管整流装置供电时，其供电电压和电流中，含有各种谐波成份。当触发角α增大，负载电流减小到一定程度时，还会产生电流断续现象，造成对变流器特性的不利影响。当负载为直流电动机时，由于电流断续和直流电动机的脉动，会使晶闸管导通角减小，整流器等效内阻增大，电动机的机械特性变软，换相条件恶化，并且增加电动机的损耗。因此，除在设计变流装置时要适当增大晶闸管和二极管的容量，选择适于变流器供电的特殊系列的直流电动机外，通常还采用在直流电路内串接平波电抗器，以限制电流的脉动分量，维持电流连续。

若要求变流器在某一最小输出电流dmin I 时仍能维持电流连续，则电抗器的电

感按下式计算：

211d min

U L I k = (2-4) 式中2U 为交流测电源相电压有效值；

dmin I 为要求连续的最小负载电流平均值。

1k 与整流主电路形式有关的计算系数，

对于不同控制角α，所需的电感量1L 为

211d min

U L sin I k α= (2-5) 2U 750V =，d I 760=A , ()dmin I 5%~10%3876d I ==~A ，1k 0.693=，临界值90α?=。将以上所述参数代入可计算出本设计所需的临界电感参数值为

1750L 0.69313.68mH 38

=?= 整流变压器漏电感折算到次级绕组每相的漏电感T L 按下式计算：

%2T LT d

U L k 100I k u = (2-6) 式中TL k ―与整流主电路形式有关的系数，本设计2U 750V =，d I 760=A ，%5k u =，TL 3.9k =。将以上所需参数代入式可计算出漏电感T L 的值，即

T 5750L 3.90.385mH 10038

=??= 综上所述，根据直流电动机的电枢电感为D L 7mH =，可得使输出电流连续

的临界电感量

1D T L L L L 13.680.3857 6.295mH h =--=--= (2-7)

电抗器要选的值应比L h 大，故选10mH 的电感作为平波电抗器。

2.5 测速机的选择与可变电位器的选择与计算

直流测速机的额定数据分别为10W ，10V ，0.2A ，1900转/分;可变电位器2RP 的选择：考虑测速发电机输出最高电压时，其电流约为额定20%，这样，测速机电枢压降对检测信号的线性度影响较小，于是 *0.0053*160021220960.2*0.2

n n C N R I ===Ω (2-8) 此时所消耗的功率为：

20%0.34n n CN I W = (2-9) 为了使电位器温度不要很高，实选瓦数应为消耗功率的一倍以上。故选择RP2为1W ，250Ω的可调电位器。

3 保护电路设计

3.1 过电流保护

1、电流反馈与过流保护单元的输入端TA1、TA

2、TA3，来自电流互感器的输出端，反映负载电流大小的电压信号经三相桥式整流电路整流后加至RP1、RP2、及R1、R2、VD7组成的3条支路上，其中:

（1）R2与VD7并联后再与R1串联，在VD7的阳极取零电流检测信号从“1”端输出，供零电平检测用。当电流反馈的电压比较低的时候，“1”端的输出由R1、R2分压所得，VD7处于截止状态。当电流反馈的电压升高的时候，“1”端的输出也随着升高，当输出电压接近0.6V左右时，VD7导通，使“1”端输出始终钳位在0.6V左右。

（2）将RP1的滑动抽头端输出作为电流反馈信号，从“2”端输出，电流反馈系数由RP1进行调节。

（3）RP2的滑动触头与过流保护电路相连，调节RP2可调节过流动作电流的大小。

图3.1 电流反馈与过流保护原理图

2、当电路开始工作时，由于V2的基极有电容C2的存在，V3必定比V2要先导通，V3的集电极低电位，V4截止，同时通过R4、VD8将V2基极电位拉低，保证V2一直处于截止状态。

3、当主电路电流超过某一数值后，RP2上取得的过流电压信号超过稳压管V1的稳压值，击穿稳压管，使三极管V2导通，从而V3截止，V4导通使继电器K动作。

4、过流的同时，V3由导通变为截止，在集电极产生一个高电平信号从“3”端输出，作为推β信号供电流调节器（调节器II）使用。

5、当过流动作后，电源通过SB、R4、VD8及C2维持V2导通，V3截止、V4导通、继电器保持吸合，持续告警。SB为解除过流记忆的复位按钮，当过流故障排除后，则须按下SB以解除记忆，告警电路才能恢复。当按下SB按纽后，V2基极失电进入截止状态，V3导通、V4截止，电路恢复正常。

3.2 过电压保护

过压保护是在直流电动机的电枢两端并上电压取样电阻，当电压值超过设定值时，发出过电压信号，经过电平转换后送到逻辑控制器，由逻辑控制器封锁触发脉冲。

输出过电压保护在开关稳压电源中是至关重要的。特别对输出为5V的开关稳压器来说,它的负载是大量的高集成度的逻辑器件。如果在工作时,开关稳压器的开关三极管突然损坏,输出电位就可能立即升高到输入未稳压直流电源的电压值,瞬时造成很大的损失。常用的方法是晶闸管短路保护。最简单的过电压保电路如图所示。

图3.2 过电压保护原理图

4 DLC的设计

4.1 逻辑判断电路的设计

无环流逻辑控制器的任务是在正组晶闸管工作时，则封锁反组晶闸管，在反组晶闸管工作时，则封锁正组晶闸管。采用数字逻辑电路，使其输出信号以0 和1 的数字信号形式来执行封锁与开放的作用，为了确保正反组不会同时开放，应使两者不能同时为1。系统在反转和正转制动时应该开放反组晶闸管，封锁正组晶闸管，在这两种情况下都要开放反组，封锁正组。从电动机来看反转和正转制动的共同特征是使电动机产生负的转矩。上述特征可以由ASR 输出的电流给定信号来体现。DLC 应该先鉴别电流给定信号的极性，将其作为逻辑控制环节的一个给定信号。

仅用电流给定信号去控制DLC 还是不够，因为其极性的变化只是逻辑切换的必要条件。只有在实际电流降到零时，才能发出正反组切换的指令。因此，只有电流转矩极性和零电流检测信号这两个前提同时具备时，并经过必要的逻辑判断，才可以让DLC 发出切换指令。

表4.1 逻辑真值表

M4 M5 Y0 Y1

0 0 0 0

0 1 0 1

1 0 1 0

1 1 禁止

逻辑判断电路的任务是根据电平检测器输出的两个信号 UT 和 UZ，进行逻辑运算，之后正确发出切换信号 UF 和 UR（即封锁原组的脉冲，开放另一组脉冲的指令信号）。UF 和UR 均有“1” 和“0” 两种状态，究竟是“1” 态还是“0”态表示封锁触发脉冲，取决于触发电路的结构。现假设“1” 态时

开放脉冲，“0”态时封锁脉冲。

为确定逻辑判断电路的结构，列出各种情况下逻辑判断电路各量之间的逻辑关系

图4-1逻辑无环流控制器DLC原理图

4.2 电平检测器电路（DPZ）的设计

电平检测器的功能是将控制系统中的模拟量转换成“1”或“0”两种状态的数字量，它实际上是一个模数转换器。一般可用带正反馈的运算放大器组成，具有一定要求的继电特性即可。

仅用电流给定信号去控制DLC 还是不够，因为其极性的变化只是逻辑切换的必要条件。只有在实际电流降到零时，才能发出正反组切换的指令。因此，只有电流转矩极性和零电流检测信号这两个前提同时具备时，并经过必要的逻辑判断，才可以让DLC 发出切换指令。

图4-2 逻辑无环流控制器

图4-3原理图 图4-4结构图 图4-5静电特性

从结构图可得电平检测器的闭环放大系数：Kcl=Uex/Uin=K/(1-KKv)其中，K 为运算放大器的开环放大倍数，Kv 为正反馈系数。

当 K 一定时，若 KKv >1，则放大器工作于继电状态，其输入输出特性会出现回环，如图4-5 所示，回环宽度的计算公式为：U = Uin1 - Uin2 = KU （Uexm1 - Uexm2），其中，Uexm1 和 Uexm2分别为正向和负向饱和输出电压，Uin1 和 Uin2 分别为当输出由正变为负和由负变为正时所需的最小输入电压 KU 。R1 越小， KU 越大，正反馈作用越强，回环越宽，回环宽度一般取0.2V 左右。

电平检测器根据转换的对象不同，分为转矩极性鉴别器DPT 和零电流检测器DPZ 。

上图4-3所示为转矩极性鉴别器 DPT 的输入输出特性.其输入信号为ASR 输出 Ui ，它是左右对称的；其输出为转矩极性信号UT ，为给出“1”和“0”的数字量，输出应是上下不对称的.可通过在检测器输出加钳位二极管实现，“1” 表示正向转矩，用正向饱和值+12V 表示；“0”表示负向转矩，用负饱和值 -0.6V 表示。

图4-6DPT 输入输出特性 图4-7DPZ 输入输出特性

图4-7所示为零电流检测器 DPZ 的输入输出特性，其输入信号是电流互感器输出的零电流信号 Ui0，主电路有电流时 Ui0 约为 +0.6V （在电流检测电路串接二极管构成偏移电路得到），零电流检测器输出 UZ 为“0”；

主电路电流接(12v)

(12v)

近零时，Ui0 下降到+0.2V左右，输出 UZ为“1”，所以DPZ的输入应是左右不对称的。为此，在转矩极性鉴别器的基础上，增加一个负偏置电路，将特性向右偏移即可构成零电流检测器。为使重复电流是“零”这种状态，用DPZ的输出UZ为“1”表示主电路电流接近零，而当主电路有电流时，UZ则为“0”。

图4-2电平检测器原理图

5 调节器设计

5.1 电流调节器的设计

电流调节器与速度调节器相比，增加了4个输入端，其中2端接过流信号，来自电流变换器的过流信号U，当该点电位高于某值时，VST1击穿，正信号输入，ACR输出负电压使触发电路脉冲后移。UZ、UF端接逻辑控制器的相应输出端，当这二端为高电平时，三极管V1、V2导通将Ugt和Ugi信号对地短接，用于逻辑无环流可逆系统。

晶体管V3和V4构成互补输出的电流放大级，当V3、V4基极电位为正时，V4管（PNP型晶体管）截止，V3管和负截构成射极跟随器。如V3，V4基极电位为负时，V3管（NPN型晶体管）截止，V4管和负截构成射极跟随器。接在运算放大器输入端前面的阻抗为输入阻抗网络。改变输入和反馈阻抗网络参数，就能得到各种运算特性。元件RP1、RP2、RP3装在面板上，C1、C2的数值可根据需要，由外接电容来改变。

图5.1电流调速器原理图

5.2 转速调节器结构设计

采用含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI 型转速调节器，其原理图如图2所

示。图中*n U 为转速给定电压，n α-为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调

节器的给定电压*i U

图5.2 转速调节器原理图

它由运算放大器，输入与反馈网络及二极管限幅环节组成。其原理图如上图所示转速调节器ASR 也可当作电压调节器AVR 来使用。

速度调节器采用电路运算放大器，它具有两个输入端，同相输入端和倒相输入端，其输出电压与两个输入端电压之差成正比。电路运算放大器具有开环放大倍数大，零点漂移小，线性度好，输入电流极小，输出阻抗小等优点，可以构成理想的调节器。图4.3中，由二极管和电位器RP2，RP3组成正负限幅可调的限幅电路。反馈微分校正网络，有助于抑制振荡，减少超调。R 和C 组成速度环串联校正网络。场效应管为零速封锁电路，当4端为0V 时，场效应管导通，将调节器反馈网络短接而封锁，4端为-13V 时，场效应管导通夹断，调节器投入工作。RP1为放大系数调节电位器。

6 触发器设计

触发电路采用集成移相触发芯片TC787，与TCA785及KJ（或KC）系列移相触发集成电路相比，具有功耗小、功能强、输入阻抗高、抗干扰性能好、移相范围宽、外接元件少等优点。只需要一块这样的集成电路，就可以完成三块TCA785与一块KJ041、一块KJ042器件组合才能具有的三相移相功能。

TC787的原理框图如图7所示

图6.1 TC787原理框图

由图可见：在它的内部集成了三个过零和极性检测单元、三个锯齿波形成单元、三个比较器、一个脉冲发生器、一个抗干扰锁定电路、一个脉冲形成电路、一个脉冲分配及驱动电路。

引脚18、l、2分别为三相同步电压Va、Vb、Vc输人端。

引脚16、15和14分别为产生相对于A、B和C三相同步电压的锯齿波充电电容连接端。电容值大小决定了移相锯齿波的斜率和幅值。

引脚13为触发脉冲宽度调节电容Cx，该电容的容量决定着TC787输出脉冲的宽度，电容的容量越大，输出脉冲宽度越宽。

引脚5为输出脉冲禁止端，该端用来在故障状态下封锁TC787的输出，高电平有效。

引脚4为移相控制电压输入端。该端输入电压的高低，直接决定着TC787

输出脉冲的移相范围。

引脚12、10、8、9、7和11是脉冲输出端。其中引脚12、10和8分别控制上半桥臂的A、B、C相晶闸管；

引脚9、7和11分别控制下半桥臂的A、B和C相晶闸管。正组晶闸管触发电路原理图如图8所示，反组的与正组相同。

图6.2 正组触发电路原理图

7 系统参数计算及测定

7.1 实验设备及注意事项

1、实验设备

（1)MCL—32电源控制屏

（2)MCL—31低压控制电路及仪表

（3)MCL—33触发电路及晶闸管主电路

（4)电机导轨及测速发电机（或光电编码器）

（5)MEL—03三相可调电阻器

（6)双踪示波器

（7)万用表

（8)直流电动机M03、直流发电机MO1

2、注意事项

（1)由于实验时装置处于开环状态，电流和电压可能有波动，可取平均读数。（2)为防止电枢过大电流冲击，每次增加Ug须缓慢，且每次起动电动机前给定电位器应调回零位，以防过流。

（3)电机堵转时，大电流测量的时间要短，以防电机过热。

图7.1实验原理接线图

7.2 主电路电磁时间常数的测定

采用电流波形法测定电枢回路电磁时间常数Td ，电枢回路突加给定电压时，电流id 按指数规律上升

)1(/Td t d d e I i --=

其电流变化曲线如图7.2所示。当t =Td 时，有

d d d I

e I i 632.0)1(1=-=-

MCL-31的给定电位器RP1逆时针调到底，使Uct=0。

合上主电路电源开关。电机不加励磁。

调节Uct ，监视电流表的读数，使电机电枢电流为(50~90)%Inom 。然后保持Uct 不变，突然合上主电路开关，用示波器拍摄id=f(t)的波形，由波形图上测量出当电流上升至63.2%稳定值时的时间，即为电枢回路的电磁时间常数Td 。