双闭环可逆直流脉宽PWM调速系统设计(精)

双闭环可逆直流脉宽PWM调

速系统设计

学院：机电工程学院

学号：

专业（方向）年级：

学生姓名：

福建农林大学机电工程学院电气工程系

2011年 1 月 7 日

目录

一. 设计任务书 (1)

二．设计说明书 (3)

2.1 方案确定 (3)

2.1.1方案选定 (3)

2.1.2桥式可逆PWM变换器工作原理 (3)

2.1.3系统控制电路图 (6)

2.1.4双闭环直流调速系统静态分析 (6)

2.1.5双闭环直流调速系统稳态结构图 (7)

2.2硬件结构 (9)

2.2.1主电路 (9)

2.2.2泵升压限制 (11)

2.3主电路参数计算及元件选择 (12)

2.3.1整流二极管选择 (12)

2.3.2绝缘栅双极晶体管选择 (12)

2.4调节器参数设计和选择 (13)

2.4.1电流环的设计 (13)

2.4.2转速环的设计 (16)

2.4.3反馈单元 (18)

2.5 系统总电路图 (19)

三．心得体会 (20)

交直流调速课程设计任务书

一、题目

双闭环可逆直流脉宽PWM调速系统设计

二、设计目的

1、对先修课程（电力电子学、自动控制原理等）的进一步理解与运用

2、运用《电力拖动控制系统》的理论知识设计出可行的直流调速系统，通过建模、仿真验证理论分析的正确性。也可以制作硬件电路。

3、同时能够加强同学们对一些常用单元电路的设计、常用集成芯片的使用以及对电阻、电容等元件的选择等的工程训练。达到综合提高学生工程设计与动手能力的目的。

三、系统方案的确定

自动控制系统的设计一般要经历从“机械负载的调速性能（动、静）→电机参数→主电路→控制方案”（系统方案的确定）→“系统设计→仿真研究→参数整定→直到理论实现要求→硬件设计→制版、焊接、调试”等过程，其中系统方案的确定至关重要。为了发挥同学们的主观能动作用，且避免方案及结果雷同，在选定系统方案时，规定外的其他参数由同学自己选定。

1、主电路采用二极管不可控整流，逆变器采用带续流二极管的功率开关管IGBT构成H型双极式控制可逆PWM变换器；

2、速度调节器和电流调节器采用PI调节器；

3、机械负载为反抗性恒转矩负载，系统飞轮矩（含电机及传动机构）

4、主电源：可以选择三相交流380V供电；

5、他励直流电动机的参数：见习题集【4-19】（P96）=1000r/min，电枢回路总电阻R=2Ω,电流过载倍数λ=2。

四、设计任务

a）总体方案的确定；

b）主电路原理及波形分析、元件选择、参数计算；

c）系统原理图、稳态结构图、动态结构图、主要硬件结构图；

d）控制电路设计、原理分析、主要元件、参数的选择；

e）调节器、PWM信号产生电路的设计；

f）检测及反馈电路的设计与计算；

五、课程设计报告的要求

1、不准相互抄袭或代做，一经查出，按不及格处理。

2、报告字数：不少于8000字（含图、公式、计算式等）。

3、形式要求：以《福建农林大学本科生课程设计》（工科）的规范化要求撰写。要求文字通顺、字迹工整、公式书写规范、报告书上的图表允许徒手画，但必须清晰、正确且要有图题。

4、必须画出系统总图，总图不准徒手画，电路图应清洁、正确、规范。未进行具体设计的功能块允许用框图表示，且功能块之间的连线允许用标号标注。

六、参考资料

1、电气传动控制系统设计指导李荣生机械工业出版社 2004.6

2、新型电力电子变换技术陈国呈中国电力出版社

3、电力拖动自动控制系统陈伯时机械工业出版社

4、电力电子技术王兆安黄俊机械工业出版社 2000.1

交直流调速课程设计说明书

一、方案确定

2.1.1 方案选定

直流双闭环调速系统的结构图如图1所示，转速调节器与电流调节器串极联结，转速调节器的输出作为电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制PWM 装置。其中脉宽调制变换器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电

源电压调制成频率一定、宽度可变的脉冲电压序列，从而可以改变平均输出电压的大小，以调节电机转速，达到设计要求。

总体方案简化图如图1所示。

图1 双闭环调速系统的结构简化图

用双闭环转速电流调节方法，虽然相对成本较高，但保证了系统的可靠性能，保证了对生产工艺的要求的满足，既保证了稳态后速度的稳定，同时也兼顾了启动时启动电流的动态过程。在启动过程的主要阶段，只有电流负反馈，没有转速负反馈，不让电流负反馈发挥主要作用，既能控制转速，实现转速无静差调节，又能控制电流使系统在充分利用电机过载能力的条件下获得最佳过渡过程，很好的满足了生产需求。

2.1.2桥式可逆PWM变换器的工作原理

脉宽调制器的作用是：用脉冲宽度调制的方法，把恒定的直流电源电压调制成频率一定宽度可变的脉冲电压序列，从而平均输出电压的大小，以调节电机转速。

U的极性随桥式可逆PWM变换器电路如图2所示。这是电动机M两端电压

AB

开关器件驱动电压的极性变化而变化。

图2 桥式可逆PWM 变换器电路

双极式控制可逆PWM 变换器的四个驱动电压波形如图3所示。

O

O

O

O

U g1

U g2

U

-Us

i d

图3 PWM 变换器的驱动电压波形

他们的关系是：1423g g g g U U U U ==-=-。在一个开关周期内，当0on t t ≤<时，晶体管1VT 、4VT 饱和导通而3VT 、2VT 截止，这时AB s U U =。当on t t T ≤<时，1VT 、

4VT 截止，但3VT 、2VT 不能立即导通，电枢电流d i 经2VD 、3VD 续流，这时

AB s U U =-。AB U 在一个周期内正负相间，这是双极式PWM 变换器的特征，其电压、电流波形如图2所示。电动机的正反转体现在驱动电压正、负脉冲的宽窄

上。当正脉冲较宽时，2

on T

t >，则AB U 的平均值为正，电动机正转，当正脉冲较

窄时，则反转；如果正负脉冲相等，2on T

t =，平均输出电压为零，则电动机停止。

双极式控制可逆PWM 变换器的输出平均电压为

21on on on d s s t T t t U U U T T T -??=

-=- ???

如果定义占空比on

t T

ρ=

，电压系数d s U U γ=

则在双极式可逆变换器中

21γρ=-

调速时，ρ的可调范围为0～1相应的1~1γ=-+。当1

2

ρ>

时，γ为正，电动机正转；当12ρ<时，γ为负，电动机反转；当1

2ρ=时，0γ=，电动机停止。但

电动机停止时电枢电压并不等于零，

而是正负脉宽相等的交变脉冲电压，因而电流也是交变的。这个交变电流的平均值等于零，不产生平均转矩，徒然增大电动机的损耗这是双极式控制的缺点。但它也有好处，在电动机停止时仍然有高频微震电流，从而消除了正、反向时静摩擦死区，起着所谓“动力润滑”的作用。

双极式控制的桥式可逆PWM 变换器有以下优点： 1）电流一定连续。

2）可使电动机在四象限运行。

3）电动机停止时有微震电流，能消除静摩擦死区。

4）低速平稳性好，每个开关器件的驱动脉冲仍较宽，有利于保证器件的可靠导通。

控制电路如下所示。主要组成部分有信号设定（频率给定、给定积分器）、正弦参考信号幅值和频率控制电路（绝对值运算器、压控振荡器、函数发生器、极性鉴别器）、PWM 波发生器（三相正弦波发生器、锁相环、三相波载波发生器、比较器）及与主电路相隔离的电压/电流检测回路、驱动回路及保护回路。

2.1.3 系统控制电路图

控制电路如下所示。主要组成部分有信号设定（频率给定、给定积分器）、正弦参考信号幅值和频率控制电路（绝对值运算器、压控振荡器、函数发生器、极性鉴别器）、PWM 波发生器（三相正弦波发生器、锁相环、三相波载波发生器、比较器）及与主电路相隔离的电压/电流检测回路、驱动回路及保护回路

通用型PWM 变频器原理图框图

2.1.4 双闭环直流调速系统的静特性分析

由于采用了脉宽调制，电流波形都是连续的，因而机械特性关系式比较简单，电压平衡方程如下

d

s d di U Ri L E dt

=++ (0)on t t ≤<. d

s d di U Ri L

E dt

=++ ()on t t T ≤< 按电压平衡方程求一个周期内的平均值，即可导出机械特性方程式，电枢两端在一个周期内的电压都是d s U U γ=，平均电流用d I 表示，平均转速/e n E C =，而电枢电感压降d

di L

dt

的平均值在稳态时应为零。于是其平均值方程可以写成 s d d e U RI E RI C n γ=+=+

则机械特性方程式

0s

d d e

e e

U R R n I n I C C C γ=

-

=- 2.1.5 双闭环直流调速系统的稳态结构图

首先要画出双闭环直流系统的稳态结构图如图4所示，分析双闭环调速系统静特性的关键是掌握PI 调节器的稳态特征。一般存在两种状况：饱和——输出达到限幅值；不饱和——输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，相当与使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI 作用使输入偏差电压在稳态时总是为零。

图4 双闭环直流调速系统的稳态结构框图

实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。

为了获得近似理想的过度过程，并克服几个信号综合于一个调节器输入端的缺点，最好的方法就是将被调量转速与辅助被调量电流分开加以控制，用两个调节器分别调节转速和电流，构成转速、电流双闭环调速系统。所以本文选择方案二作为设计的最终方案。如图5为双闭环直流调速系统原理.

图5 双闭环直流调速系统原理图二、硬件结构

双闭环直流调速系统主电路中的 UPE 是直流 PWM 功率变换器。系统的特点：双闭环系统结构，实现脉冲触发、转速给定和检测。由软件实现转速、电流调节，系统由主电路、检测电路、控制电路、给定电路、显示电路组成。如图6为双闭环直流 PWM 调速系统硬件结构图。

图6 双闭环直流 PWM 调速系统硬件结构图

2.2.1 主电路

主电路由二极管整流器 UR、PWM 逆变器 UI 和中间直流电路三部分组成，一般都是电压源型的，采用大电容 C 滤波，同时兼有无功功率交换的作用。

可逆PWM变换器主电路有多种形式，最常用的是桥式（亦称H形）电路，如图7为桥式可逆PWM变换器。这时电动机M两端电压Uab的极性随开关器件驱动电压极性的变化而变化，其控制方式有双极式、单极式、受限单极式等多种，本设计用的是双极性控制的可逆PWM变换器。双极性控制的桥式可逆PWM变换器有电流一定连续、可使电动机在四象限运行、电动机停止时有微振电流可消除静摩擦死区、低速平稳性好等优点。

图7 桥式可逆PWM 变换器

图8为双极式控制时的输出电压和电流波形。1i d 相当于一般负载的情况，脉动电流的方向始终为正；2i d 相当于轻载情况，电流可在正负方向之间脉动，但平均值仍为正，等于负载电流。

图8 双极式控制时的输出电压和电流波形

双极性控制可控PWM 变换器的输出平均电压为 s on s on s on U T

t U T t T U T t )12(U d -=--=

转速反馈电路如图9所示，由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，由初始条件知滤波时间常数0.012s

T 。根据和电流环一样的道

on

理，在转速给定通道上也加入相同时间常数的给定滤波环节。

图9 转速反馈电路

2.2.2 泵升电压限制

当脉宽调速系统的电动机减速或停车时,储存在电机和负载传动部分的动能将变成电能，并通过 PWM 变压器回馈给直流电源。一般直流电源由不可控的整流器供电，不可能回馈电能，只好对滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵升电压”。如果要让电容器全部吸收回馈能量，将需要很大的电容量，或者迫使泵升电压很高而损坏元器件。在不希望使用大量电容器（在容量为几千瓦的调速系统中，电容至少要几千微法）从而大大增加调速装置的体积和重量时，可以采用由分流电阻 R 和开关管 VT 组成的泵升电压限制电路，用R 来消耗掉部分动能。R 的分流电路靠开个器件 VT 在泵升电压达到允许数值时接通。

三、主电路参数计算和元件选择

主电路参数计算包括整流二极管计算，滤波电容计算、功率开关管 IGBT 的选择及各种保护装置的计算和选择等。 2.3.1 整流二极管的选择

根据二极管的最大整流平均 f I 和最高反向工作电压 R U 分别应满足：

3.32/61.121.1I )(f =?≈÷?>AV o I （A ） 17111021.121.1U 2R =??=??>U （V ） 选用大功率硅整流二极管，型号和参数如下所示：

在设计主电路时，滤波电容是根据负载的情况来选择电容C 值，使RC ≥（3~5）T/2，且有

9495.01109.0U max d =??=（V)

2.00.51C 2?≥?，即C ≥15000uF

故此，选用型号为CD15的铝电解电容，其额定直流电压为400V ，标称容量为22000uF 。

2.3.2 绝缘栅双极晶体管的选择

最大工作电流 Imax ≈2Us/R=440/0.45=978(A)

集电极－发射极反向击穿电压）（CEO BV ）

（CEO BV ≥(2～3)Us=440～660v 四、调节器参数设计和选择

调节器工程设计方法的基本思路

先选择调节器的结构，以确保系统稳定，同时满足所需要的稳态精度。再选

择调节器的参数，以满足动态性能指标。

设计多环控制系统的一般原则是：从内环开始，一环一环地逐步向外扩展。在这里是：先从电流环人手，首先设计好电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。 2.4.1 电流环的设计

H 型单极式PWM 变换器供电的直流调速系统，采用宽调速直流电动机。

额定力矩为4.9N ·m ，电枢电阻Ra=1.64Ω，电枢回路总电感L=10.2mH ，额定电流nom I =6A ，额定电压nom U =110V 。

调速系统的最小负载电流o I =1A ，电源电压s U =122V ，电力晶体管集电极电阻

c R =2.5Ω，设1K =2K =2。=1000r/min ，电枢回路总电阻R=2Ω,电流过载倍数

λ=2。

如图10为电流环结构图

图10 电流环结构图

2.4.1.1确定时间常数

r V n I R U C N N a N e min/1.01000

6

64.1110?=?-=-=

s C C R GD T m e m 08.030

1.037525.13752

2=????==π

s R L T l 005.02

102.103

=?==-

（1）脉宽调制器和PWM 变换器的滞后时间常数PWM T 与传递函数的计算

电动机的启动电流为

122

612

s s U I A A R ==

= 启动电流与额定电流比为

61

10.167

6s s N I I α===

晶体管放大区的时间常数为

6

11

0.15922 3.1410ce T s s f βμπ=

==??

电流上升时间r t 的计算公式为

1

1ln

0.95r ce k t T k =- 式中1k ——晶体管导通时的过饱和驱动系数，取1k =2则

112

l n 0.159l n 0.1030.9520.95

r c e k t T s s k μμ===

--

电流下降时间f t 的计算公式为

2

21ln

0.05f ce k t T k +=+

式中2k ——晶体管截止时的负向过驱动系数，取2k =2 则 22112

ln

0.159ln 0.0610.050.052f ce k t T s s

k μμ++===++

又

10.2 5.10.00512l L T ms ms s R =

===

最佳开关频率为

4434.8op f Hz ===

开关频率f 选为4.4kHz ，此开关频率已能满足电流连续的要求。

于是开关周期

1

0.23PWM T ms f =

≈

脉宽调制器和PWM 变换器的放大系数为

*110

11

10d PWM i U K U ===

于是可得脉宽调制器和PWM 变换器的传递函数为

11

()10.000231PWM PWM PWM K W S T s s ==

++

（2）电流滤波时间常数 oi T 取0.5ms

（3）电流环小时间常数 0.230.50.73i P W M o i T T T m s m s m s

∑=+=+=

2.4.1.2选择电流调节器结构

根据设计要求，%5%i σ≤，而且/ 5.1/0.73 6.9910l i T T ∑==< 因此可以按典型I 型系统设计

电流调节器选用PI 型，其传递函数为

*1

()i ACR i

i s W s K s ττ+=

2.4.1.3选择电流调节器参数

0.0051i l T s

τ== 要求%5%i σ≤时，应取0.5I i K T ∑=，因此

11

0.50.5

684.930.00073I i K s s T --∑=

==

又

*

100.833/26im N U V A

I βλ===?

于是

684.930.00512

0.76

0.83311i i I

PWM

R K K K τβ??==

=?

2.4.1.4检验近似条件

1684.93c i I K s ω-==

（1）要求

13ci PWM T ω<

，现1111

s 1449.3330.00023ci

PWM s T ω--==>?。

（2

）要求

ci ω≥

，现11130.89ci

s ω--==<。

（3

）要求

ci ω≤

，

1982.95ci

s ω-==>。 可见均满足要求。

2.4.1.5计算ACR 的电阻和电容

取0R =40k Ω，则

00.7640

30.4i i R K R k ==?

=Ω，取30i R k =Ω

6

0.0051100.1730000i

i i

C F F R τμμ=

=

?=

630440.0005100.054010oi oi T C F F R μμ?=

=?=?

按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为 4.3%5%i σ=<，故满足设计要求。

2.4.2转速环的设计 2.4.2.1 确定时间常数

（1）电流环等效时间常数为220.00730.00146s i T ∑=?= （2）取转速滤波时间常数0.005on T s =

（3）20.001460.0050.00646n i on T T T s s s ∑∑=+=+= 2.4.2.2 ASR 结构设计

根据稳态无静差及其他动态指标要求，按典型II 型系统设计转速环，ASR 选用PI 调节器，其传递函数为 1()n ASR n

n s W s K s ττ+=

2.4.2.3 选择ASR 参数

取h=5，则

50.006460.0323n n hT s s τ∑==?=

22

222

162875.522250.00646N n h K s s h T --∑+=

==??

则

(1)60.8330.090160.103

35.92

2250.0120.00646e m n n h C T K h RT βα∑+???===????

2.4.2.4 校验近似条件

1

2875.50.032392.88c n N n K s ωτ-==?= （1）要求

15cn i T ω∑≤

，现111

273.97550.00073cn

i s T ω-∑==>?。 （2

）要求

cn ω≤

11123.4s cn

ω--==>

可见均能满足要求。 2.4.2.5 计算ASR 电阻和电容

取040R k =Ω，则

035.92401436.8n n R K R k k ==?Ω=Ω，取

1440k Ω

6

3

0.0323100.022144010n

n n

C F F R τμμ==

?=?，取0.1F μ

630440.005100.54010on on T C F F R μμ?=

=?=?

2.4.2.6 检验转速超调量

m a x n %(

)2()N n

b N m C n T

z C n T σλ∑??=?-?

当h=5时，max %81.2%b C C ?=，而62133.1min min 0.09016N N e I R r r

n C ??===，

因此

133.10.00646

%81.2%210.16714.8%20%10000.103n σ=???

?=<

可见转速超调量满足要求。

2.4.2.7 校验过渡过程时间

空载起动到额定转速的过渡过程时间

120.090160.1031000

0.390.5226e m N s N C T n T T T s s R I λ??=+=

==

可见能满足设计要求。 2.4.3 反馈单元

2.4.

3.1 转速检测装置选择

选测速发电机 永磁式ZYS231/110型，额定数据为P=23.1W ，U=110V ，I=0.21A ，n=1900r/min 。

测速反馈电位器RP2的选择 考虑测速发电机输出最高电压时，其电流约为额定值的20%，这样，测速发电机电枢压降对检测信号的线性度影响较小。 测速发电机工作最高电压 V n U n U TN TN N TM 89.571900110

1000=?==

测速反馈电位器阻值 Ω=?==

137821

.02.089

.57%201TN TM RP I U R

此时RP2所消耗的功率为 W I U P TN TM RP 4.221.02.089.57%201=??=?= 为了使电位器温度不要很高，实选瓦数应为消耗功率的一倍以上，故选RP2为4W ，取2000Ω。 2.4.3.2 电流检测单元

本系统要求电流检测不但要反映电枢电流的大小而且还要反映电流极性，所以选用霍尔电流传感器。