转速﹑电流双闭环直流调速系统

双闭环控制的直流调速系统简介

1.1V—M系统简介

晶闸管—电动机调速系统（简称V—M系统），其简单原理图如图1。图中VT是晶闸管的可控整流器，它可以是单相、三相或更多相数，半波、全波、半控、全控等类型。

优点：通过调节触发装置GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变整流电压从而实现平滑调速。

缺点：

1．由于晶闸管的单向导电性，它不允许电流反向，给系统的可逆运行造成困难。

2．元件对过电压、过电流以及过高的du/dt和di/dt都十分敏感，其中任一指标超过允许值都可能在很短时间内损坏元件。

因此必须有可靠的保护装置和符合要求的散热条件，而且在选择元件时还应有足够的余量。

图1 V—M系统

1.2转速控制的要求和调速指标

任何一台需要控制转速的设备，其生产工艺对调速性能都有一定的要求。归纳起来，对于调速系统的转速控制要求有以下三个方面：

1）调速——在一定的最高转速和最低转速范围内，分档地（有级）或平滑地（无级）调节转速；

2）稳速——以一定的精度在所需转速上稳定运行，在各种干扰下不允许有过大的转速波动，以确保产品质量；

3）加、减速——频繁起、制动的设备要求加、减速尽量快，以提高生产率；不宜经受剧烈速度变化的机械则要求起﹑制动尽量平稳。

1.3 直流调速系统的性能指标

根据各类典型生产机械对调速系统提出的要求，一般可以概括为静态和动态调速指标。静态调速指标要求电力传动自动控制系统能在最高转速和最低转速范围内调节转速，并且要求在不同转速下工作时，速度稳定；动态调速指标要求系统启动、制动快而平稳，并且具有良好的抗扰动能力。抗扰动性是指系统稳定在 某一转速上运行时，应尽量不受负载变化以及电源电压波动等因素的影响[1，6]。 一、静态性能指标

1）．调速范围

生产机械要求电动机在额定负载运行时，提供的最高转速m ax

n 与最低转速m in

n 之比，称为调速范围，用符号D 表示

m in

m ax

n n D =

（2—2）

2）．静差率

静差率是用来表示负载转矩变化时，转速变化的程度，用系数s 来表示。具体是指电动机稳定工作时，在一条机械特性线上，电动机的负载由理想空载增加到额定值时，对应的转速降落

ed

n ?与理想空载转速

n 之比，用百分数表示为

%100%1000

00?-=??=

n n n n n s ed

ed （2—3）

显然，机械特性硬度越大，机械特性硬度越大，ed

n ?越小，静差率就越小，转速

的稳定度就越高。

然而静差率和机械特性硬度又是有区别的。两条相互平行的直线性机械特性的静差率是不同的。对于图2—1中的线1和线2，它们有相同的转速降落1ed n ?=2

ed n ?，

但由于

01

02n n <，因此12s s >。这表明平行机械特性低速时静差率较大，转速的相对

稳定性就越差。在1000r/min 时降落10r/min ，只占1%；在100r/min 时也降落10r/min ，就占10%；如果

n 只有10r/min ，再降落10r/min 时，电动机就停止转动，转速全都

降落完了。

由图2—1可见，对一个调速系统来说，如果能满足最低转速运行的静差率s ，那么，其它转速的静差率也必然都能满足。

图2—1

事实上，调速范围和静差率这两项指标并不是彼此孤立的，必须同时提才有意义。一个调速系统的调速范围，是指在最低速时还能满足所提静差率要求的转速可调范围。脱离了对静差率的要求。任何调速系统都可以得到极高的调速范围；反过来，脱离了调速范围，要满足给定的静差率也就容易得多了。

1.4 动态性能指标

生产工艺对控制系统动态性能的要求经折算和量化后可以表达为动态性能指标。自动控制系统的动态性能指标包括对给定信号的跟随性能指标和对扰动输入信号的抗扰性能指标。

一、跟随性能指标

在给定信号（或称参考输入信号）R(t)的作用下，系统输出量C(t)的变化情况可用跟随性能指标来描述。当给定信号表示方式不同时，输出响应也不一样。通常以输出量的初始值为零，给定信号阶跃变化下的过渡过程作为典型的跟随过程，这时的动

态响应又称为阶跃响应。一般希望在阶跃响应中输出量c(t)与其稳态值∞c的偏差越小

越好，达到∞c的时间越快越好。常用的阶跃响应跟随性能指标有上升时间，超调量和调节时间：

1）上升时间r t

在典型的阶跃响应跟随过程中，输出量从零起第一次上升到稳态值∞c所经过的时间称为上升时间，它表示动态响应的快速性，见图2—2。

图2—2

2）超调量%σ

在典型的阶跃响应跟随系统中，输出量超出稳态值的最大偏离量与稳态值之比，用百分数表示，叫做超调量：

%100%max ?-=

∞

∞

c c c σ （2—4）

超调量反映系统的相对稳定性。超调量越小，则相对稳定性越好，即动态响应比较平稳。

3）调节时间s t

调节时间又称过渡过程时间，它衡量系统整个调节过程的快慢。原则上它应该是从给定量阶跃变化起到输出量完全稳定下来为止的时间。对于线性控制系统来说，理论上要到∞=t 才真正稳定，但是实际系统由于存在非线性等因素并不是这样。因此，一般在阶跃响应曲线的稳态值附近，取()%2%5±±或的范围作为允许误差带，以响应曲线达到并不再超出该误差带所需的最短时间定义为调节时间，可见图2—2。 二、抗扰性能指标

一般是以系统稳定运行中，突加负载的阶跃扰动后的动态过程作为典型的抗扰过程，并由此定义抗扰动态性能指标，可见图2—3。常用的抗扰性能指标为动态降落和恢复时间：

1）动态降落

%

max c ?

系统稳定运行时，突加一定数值的扰动（如额定负载扰动）后引起转速的最大降落值

%

max c ?叫做动态降落，用输出量原稳态值1∞c 的百分数来表示。输出量在动态

降落后逐渐恢复，达到新的稳态值()212,∞∞∞-c c c 是系统在该扰动作用下的稳态降落。动态降落一般都大于稳态降落（即静差）。调速系统突加额定负载扰动时的动态降落称作动态降落

%

max n ?。 2）恢复时间

f

t

从阶跃扰动作用开始，到输出量基本上恢复稳态，距新稳态值2∞c之差进入某

基准量b c的

()%2

%

5±

±或范围之内所需的时间，定义为恢复时间f t，其中b c称为抗

扰指标中输出量的基准值。

实际系统中对于各种动态指标的要求各有不同，要根据生产机械的具体要求而定。一般来说，调速系统的动态指标以抗扰性能为主。

图2—3

1.5 转速﹑电流双闭环直流调速系统的组成及其静特性

1.5.1转速﹑电流双闭环直流调速系统的组成

为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）联接,如图2-2所示。图中，把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。

图2-2 转速﹑电流双闭环直流调速系统

ASR—转速调节器ACR—电流调节器TG—测速发电机

TA —电流互感器 UPE —电力电子变换器

*n U —转速给定电压 n U —转速反馈电压

*i U —电流给定电压 i U —电流反馈电压

1.5.2 转速﹑电流双闭环直流调速系统的稳态结构框图和静特性

为了分析双闭环调速系统的静特性，必须先绘出它的稳态结构框图，如图2-4所示。它可以很方便地根据原理图（见图2-3）画出来，只要注意用带限幅的输出特性表示PI 调节器就可以了。分析静特性的关键是掌握这样的PI 调节器的稳态特征，一般存在两种状况：饱和—输出达到限幅值，不饱和—输出未达到限幅值。当调节器饱和时，输出为恒值，输入量的变化不再影响输出，除非有反向的输入信号使调节器退出饱和；换句话说，饱和的调节器暂时隔断了输入和输出间的联系，相当于使该调节环开环。当调节器不饱和时，PI 的作用使输入偏差电压U ?在稳态时总为零。

图2-4 双闭环直流调速系统的稳态结构框图

α—转速反馈系数; β —电流反馈系数

实际上，在正常运行时，电流调节器是不会达到饱和状态的。因此，对于静特性来说，只有转速调节器饱和与不饱和两种情况。 1．转速调节器不饱和

这时，两个调节器都不饱和，稳态时，它们的输入偏差电压都是零，因此

0*

n n U U n n αα===

d i i I U U β==*

由第一个关系式可得

0*

n U n n

==

α

(2-1)

K s α

1/C e U

*

n

U c I d

E n

U

d0 U n

+

+ -

ASR + U *i

- R

β

ACR -

U i

UPE

从而得到图2-5所示静特性的CA 段。与此同时，由于ASR 不饱和，*

im i U U <，从上

述第二个关系式可知dm d I I <。这就是说，CA 段特性从理想空载状态的0=d I 一直延续到dm d I I =，而dm I 一般都是大于额定电流dN I 的。这就是静特性的运行段，它是一条水平的特性。 2．转速调节器饱和

这时，ASR 输出达到限幅值*

im U ，转速外环呈开环状态，转速的变化对系统不再

产生影响。双闭环系统变成一个电流无静差的单电流闭环调节系统。稳态时

dm im d I U I ==β

* (2-2)

其中，最大电流dm I 是由设计者选定的，取决于电动机的容许过载能力和拖动系统允许的最大加速度。式(2-2)所描述的静特性对应于图2-5中的AB 段，它是一条垂

直的特性。这样的下垂特性只适合于0n n <的情况，因为如果0n n >，则*

n n U U >，

ASR 将退出饱和状态。

双闭环调速系统的静特性在负载电流小于dm I 时表现为转速无静差，这时，转速

负反馈起主要调节作用。当负载电流达到dm I 时，对应于转速调节器的饱和输出*im U ，

这时，电流调节器起主要调节作用，系统表现为电流无静差，得到过电流的自动保护。这就是采用了两个PI 调节器分别形成内﹑外两个闭环的效果。这样的静特性显然比带电流截止负反馈的单闭环系统静特性好。然而，实际上运算放大器的开环放大系数并不是无穷大。静特性的两段实际上都略有很小的静差，见图2-5中的虚线。总之，双闭环系统在突加给定信号的过渡过程中表现为恒值电流调节系统，在稳定和接近稳定运行中表现为无静差调速系统，发挥了转速和电流两个调节器的作用，获得了良好的静、动态品质。

图2-5 双闭环直流调速系统的静特性

1.6限流保护——电流截止负反馈

起动的冲击电流——直流电动机全电压起动时，如果没有限流措施，会产生很大的冲击电流，这不仅对电机换向不利，对过载能力低的电力电子器件来说，更是不能允许的。采用转速负反馈的闭环调速系统突然加上给定电压时，由于惯性，转速不可

能立即建立起来，反馈电压仍为零，相当于偏差电压*

n n U U =?，差不多是其稳态工

作值的（1+K ）倍。这时，由于放大器和变换器的惯性都很小，电枢电压d U 一下子就达到它的最高值，对电动机来说，相当于全压起动，当然是不允许的。

堵转电流——有些生产机械的电动机可能会遇到堵转的情况。例如，由于故障使机械轴被卡住，或挖土机运行时碰到坚硬的石块等等。由于闭环系统的静特性很硬，若无限流环节，硬干下去，电流将远远超过允许值。如果只依靠过流继电器或熔断器保护，一过载就跳闸，也会给正常工作带来不便。

为了解决反馈闭环调速系统的起动和堵转时电流过大的问题，系统中必须有自动限制电枢电流的环节。根据反馈控制原理，要维持哪一个物理量基本不变，就应该引入那个物理量的负反馈。那么，引入电流负反馈，应该能够保持电流基本不变，使它不超过允许值。

以上就是关于转速负反馈闭环直流调速系统的一些内容，为了实现更好的控制效果，我们需要让电流负反馈和转速负反馈分别起作用，这就是我要设计的转速﹑电流双闭环直流调速系统。

2.1 双闭环直流调速系统的数学模型和动态性能分析 (1) 额定励磁下的直流电动机模型

假设电机补偿良好，忽略电枢反应、涡流效应和磁滞的影响，并设励磁电流恒定，得直流电机数学模型和运动方程分别为

2

375d

d d

e l di U Ri L

E dt

GD dn

T T dt

=++-=

额定励磁下的感应电动势和电磁转矩分别为:

式中, T L: 包括电机空载转矩在内的负载转矩(N·m)；

GD 2 :电力拖动系统折算到电机轴上的飞轮惯量(N·m2) C m :电机额定励磁下的转矩系数(N·m/A)

在零初始条件下，取等式两侧的拉氏变换，得电压与电流间的传递函数：

电流与电动势间的传递函数

在额定励磁下e m d T C I =，其中m C 为电动机的转矩系数（N.m/A ）

额定励磁下直流电动机的动态结构图如下：

11)()()(0d d +=-s T R s E s U s I l s

T R

s I s I s E m dL d )()()(=-n C E e =d m e I C T =

晶闸管触发和整流装置模型

晶闸管触发和整流装置的传递函数

构成系统的主要环节是晶闸管触发和整流装置和直流电动机。不同晶闸管触发和整流装置的传递函数，它们的表达式都是相同的

晶闸管触发与整流装置动态结构

比例放大器和测速发电机模型

直流闭环调速系统中的其他环节还有比例放大器和测速反馈环节，它们的响应都可以认为是瞬时的，因此它们的传递函数就是它们的放大系数，即

放大器 测速反馈

运算放大器用作比例放大器（也称比例调节器、P 调节器），如图4，ex U U in 和为

放大器的输入和输出电压，bal R 为同相输入端的平衡电阻，用以降低放大器失调电流的影响

1)(s s s +≈

s T K s W p n

c a )

()

()(K s U s U s W =?=α==

)

()

()(n fn s n s U s W

放大系数为 0

1

R R U U K in ex p ==

图4 P 调节器原理图 图5 P 调节器输出特性

直流测速发电机模型

测速发电机(tachogenerator)是一种检测机械转速的电磁装置。它能把机械转速变换成电压信号，其输出电压与输入的转速成正比关系，如图3-1 所示。在自动控制系统和计算装置中通常作为测速元件、校正元件、解算元件和角加速度信号元件等。自动控制系统对测速发电机的要求，主要是精确度高、灵敏度高、可靠性好等

对于不同的负载电阻L R ，测速发电机输出特性的斜率也不同，它将随负载电阻的增大而增大，如图3-4 中实线所示。

第四章 双闭环直流调速系统的整体设计

4.1 双闭环直流调速系统的动态结构框图

3.1.1 双闭环直流调速系统的动态数学模型

由双闭环控制的结构（见图2-4），即可绘制出双闭环直流调速系统的动态结构框图，如图3-1所示。图中)(s W ASR 和)(s W ACR 分别表示转速调节器和电流调节器的传递

函数。为了引出电流反馈，在电动机的动态结构框图中必须把电枢电流d I 显露出来。

图3-1 双闭环直流调速系统的动态结构框图

系统开环传递函数为：

系统的动态校正----PI调节器设计

转速、电流双闭环调速系统的动态结构图如图2-1所示：

图2-1 双闭环直流调速系统动态结构图

由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需加低

T按需要通滤波。这样的滤波传递函数可用一阶惯性环节来表示，其滤波时间常数

oi

选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因

T表示，根据和电流环一样的道理，在转速给定通此也需要滤波，滤波时间常数用

on

T的给定滤波环节。

道上也加入时间常数为

on

系统设计的一般原则是：先内环后外环。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统中的一个环节，再设计转速调节器。

4.1.1电流调节器的设计

1.电流环结构框图的化简

在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即 E≈0。这时，电流环如图2-2所示。

图2-2电流环的动态结构框图及其化简（忽略反电动势的动态影响）

忽略反电动势对电流环作用的近似条件是

13

c m l

T T ω≥ω

式中ωc-------电流环开环频率特性的截止频率。

如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s ) /β ，则电流环便等效成单位负反馈系统。

+-

ACR

U c (s )

K s /R (T s s+1)(T l s+1)

I d (s )

U *i (s )

β

β

T 0i s+1

图2-3电流环的动态结构框图及其化简（等效成单位负反馈系统）

最后，由于T s 和 T oi 一般都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为

T ∑i = T s + T oi 简化的近似条件为

113ci s oi

T T ω≤

电流环结构图最终简化成图2-4。

-11U K U d0(s )+

U i (s )

ACR

/R

T l s+*i (s )

U c (s )

s T s s+1I d (s )

β

T 0i s+1

1T 0i s+1

R

K K K i s i I τβ=

+

-

ACR

U c (s )

βK s /R

(T l s+1)(T ∑i s+1)

I d (s )

U *i (s )

β

图2-23c

图2-4电流环的动态结构框图及其化简（小惯性环节的近似处理）

2．电流调节器结构的选择

首先考虑应把电流环校正成哪一类典型系统。从稳态要求上看，希望电流无静差，再从动态要求看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，即应选用典型Ⅰ型系统。电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I 型系统，显然应采用PI 型的电流调节器。其传递函数可以写成

s

s K S W i i i ACR ττ)

1()(+=

(4-1)

式中 K i ——电流调节器的比例系数；

i τ——电流调节器的超前时间常数。

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择

l i T =τ (4-2) 则电流环的动态结构框图便成为图4-3所示的典型形式。 (3-3)

图4-3 校正成典型Ⅰ性系统的电流环动态结构框图

图4-4绘出了校正后电流环的开环对数幅频特性。上述结果是在一系列假定条件下得到的。

2电流调节器结构的选择

根据设计要求：稳态无静差,超调量5%i σ≤，可按典型I 型系统设计电路调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI 型电流调节器其传递函数为：

(1)

()i i ACR i K s W s s

ττ+=

式中 K i — 电流调节器的比例系数； τi — 电流调节器的超前时间常数。

为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择τi =T l

则电流环的动态结构图便成为图2-5所示的典型形式，其中

i s I i K K K R

βτ=

K I

s (T ∑i s+1)

I d (s )

+

-

U *i (s )

β

1

L /dB

ωci

-20dB/dec

ω/s -1

-40dB/dec

T ∑i

a) b)

图2-5 校正成典型I 型系统的电流环

a) 动态结构图 b) 开环对数幅频特性

2.2转速调节器的设计

1.电流环的等效闭环传递函数

电流环经简化后可视作转速环中的一个环节，为此，须求出它的闭环传递函数。由图2-5a 可知

211

111

1I

i d cli *I i i i I I

()()()()/()K s T s I s W s K T U s s s s T s K K β∑∑∑+===

+

+++

忽略高次项，上式可降阶近似为

11

1cli I

()W s s K ≈

+

近似条件可由式

113c min(

,)c b a

ω≤求出 13I cn i

K T ω∑≤

式中 ωcn ----- 转速环开环频率特性的截止频率。

接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U *i (s )，因此电流环在转速环中应等效为

1

11d cli *

i I

()()()I s W s U s s K β

β=≈+

2.转速调节器结构的选择 电流环的等效闭环传递函数为

1

11d cli *

i I

()()()I s W s U s s K β

β=≈+

用电流环的等效环节代电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如图2-7所示。

R U 1U 1n (s )

-+

U n (s )

ASR

C e T m s

*n (s )

I d (s )

α

T 0n s+1

T 0n s+1

*n (s )

11

+s K I

β+

-

I dL (s )

图2-26 转速环的动态结构图及其简化

电流环

图2-7转速换的动态结构框图及其化简（用等效环节代替电流环）

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U *n (s )/α，再把时间常数为1/K I 和 T 0n 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节。

则转速环结构框图可简化为图2-8

R U n (s )

+

-

ASR

C e T m s

U *n (s )

α

I d (s )

α/β

T ∑n s+1

*n (s )

+

-

I dL (s )

图2-8转速换的动态结构框图及其化简 （等效成单位负反馈系统和小惯性的近似处理）

按照设计要求，选用PI 调节器，其传递函数为

1n n ASR n ()()K s W s s

ττ+=

式中 K n ---- 转速调节器的比例系数； τ n ---- 转速调节器的超前时间常数。 这样，调速系统的开环传递函数为

n n n n n 2

n e m n n e m n (1)(1)

()(1)(1)

R K s K R s W s s C T s T s C T s T s ατατβ

ττβ∑∑++=

?=++ 令转速环开环增益为

n N n e m

K R K C T ατβ=

则

2

11N n n n ()()()

K s W s s T s τ∑+=+

不考虑负载绕动时，校正后的调速系统动态结构框图如图2-9

n (s )

+

-

U *n (s )

α

K )

1()1(2++∑s T s s n n N τ

图2-9转速换的动态结构框图及其化简

（校正后成为典型Ⅱ型系统）

4.2 转速环与电流环的关系

外环的响应比内环慢，这是按上述工程设计方法设计多环控制系统的特点。这样

做，虽然不利于快速性，但每个控制环本身都是稳定的，对系统的组成和调试工作非常有利。本章就是对转速﹑电流双闭环直流调速系统的设计过程。

2、双闭环调速系统的稳定性分析

第六章 参数整定以及仿真

6.1 双闭环直流调速系统仿真的相关数据

直流电机的主要参数如下： 额定电压：220=e U V 额定电流：7.8=e I A 额定转速：1500=e n r∕min 电势系数：132.0=e C V .min∕r

允许过载倍数6.1=λ,晶闸管放大倍数60=s K 电流反馈系数：5747.0=βV∕A 转速反馈系数：00333.0=αV 电磁时间常数：021.0=L T s 机电时间常数：16.0=m T s 电枢回路总电阻：Ω=26.5R 转速滤波时间常数：005.0=on T s 电流滤波时间常数：005.0=oi T s 中频宽：h=5，超调量：%5≤i σ

6.1.1 PI 控制算法的参数整定

一.电流环的计算 1．确定时间常数

① 整流装置滞后时间常数Ts ，

三相桥式电路的平均失控时间：Ts=0.00167s ≈0.0017s ② 电流滤波时间常数oi T ：s T oi 005.0=

③ 电流环小时间常数之和i T ∑,按小时间常数近似处理，取

s s s T T T oi S i 0067.0005.00017.0=+=+=∑

2．选择电流调节器结构

根据设计要求电流超调量%5

求，决定把电流环校正成哪一类系统。从稳态上看，希望电流环做到无静差;从动态上看，希望在启动过程中电流不要超过允许值，也不要有超调量，或者超调量越小越好。从这两点出发，则应该把电流环校正成典型I 型系统。因此按典型I 型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI 型电流调节器，其传递函数见式

s

s k s W i i i ACR ττ)

1()(+=

式中 i k ——电流调节器的比例系数；

i τ——电流调节器的超前时间常数。 检查对电源电压的抗扰性能

13.30067

.0021.0==∑i T T L 3．计算电流调节器参数

① 电流调节器超前时间常数:s T L i 021.0==τ

② 电流环开环增益：要求σi ≤5%，按附表1，应取I K i T ∑=0.5，因此

163.740067.05

.05.0-∑===

s s

T K i I 于是，ACR 的比例系数为

24.05747

.06026

.5021.063.74=???==

βτS i I i K R K K ③ 代入数据得到电流调节器的传递函数为

s s s W ACR 021.0)

1021.0(24.0)(+=

4．校验近似条件

电流环截止频率：163.74-==s K I ci ω ① 晶闸管整流装置传递函数的近似条件

ci S s T ω>=?=-11.1960017

.03131 满足近似条件。

② 忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件