调频发射机设计

高频电子线路课程设计

设计题目 调频发射机

系 别

专 业

班 级 姓 名 学 号

惠州学院 HUIZHOU UNIVERSITY

一、设计题目:调频发射机的设计

二、设计的技术指标与要求:

1工作电压：Vcc =+12V ；

(天线)负载电阻：R L =51欧；

3发射功率：Po ≥500mW ；

4工作中心频率：f 0=5MHz ；

5最大频偏：kHz f m 10=?；

6总效率：%50≥A

η；

7频率稳定度：小时/10/400-≤?f f ； 8调制灵敏度S F ≥30KH Z /V ；

三、设计目的:

设计一个采用直接调频方式实现的工作电压为12V 、输出功率在

500mW 以上、工作频率为5MHz 的无线调频发射机，可用于语音信

号的无线传输、对讲机中的发射电路等。

四、设计框图与分析:

（一）总设计方框图

与调幅电路相比,调幅系统由于高频振荡输出振幅不变, 因而具

有较强的抗干扰能力与效率.所以在无线通信、广播电视、遥控测量

等方面有广泛的应用。

（二）实用发射电路方框图 ( 实际功率激励输入功率为 1.56mW)

变容二极管直接调频电路 调制信号 调频信号 载波信号 图3-1 变容二极管直接调频电路组成方框图

拟定整机方框图的一般原则是，在满足技术指标要求的前提下，应力求电路简单、性能稳定可靠。单元电路级数尽可能少，以减少级间的相互感应、干扰和自激。

由于本题要求的发射功率P o 不大，工作中心频率f 0也不高，因此晶体管的参量影响及电路的分布参数的影响不会很大，整机电路可以设计得简单些，设组成框图如图3-2所示，各组成部分的作用是：

(1)LC 调频振荡器：产生频率f 0=5MHz 的高频振荡信号，变容二极管线性调频，最大频偏kHz f m 10=?，整个发射机的频率稳定度由该级决定。

(2)缓冲隔离级：将振荡级与功放级隔离，以减小功放级对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，当其工作状态发生变化时（如谐振阻抗变化），会影响振荡器的频率稳定度，使波形产生失真或减小振荡器的输出电压。整机设计时，为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级电路常采用射极跟随器电路。

(3)功率激励级：为末级功放提供激励功率。如果发射功率不大，且振荡级的输出能够满足末级功放的输入要求，功率激励级可以省去。

(4)末级功放 将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满足要求的发射功率。若整机效率要求不高如%50≥A η而对波形失真要求较小时，可以采用甲类功率放大器。但是本题要求%50≥A η，故选用丙类功率放大器较好。

五、设计原理图:

实际的无线调频发射机电路如图3-3所示。 V43DG130R14C12

Z L 2C11CT T 2RL 51+12v

N 1N 2V33DA1R13R12R11C10T 1N 3N 4N 5C9

R 交负V23DG100

R10R9R8Rw2V1R1

R2

R3

R4L 1

Cj

R6

R7R5Z L 1C8

C4C5C1C2

C3

C7C6

in

图3-3 无线调频发射电路

考虑到频率稳定度的因素，调频电路采用克拉泼振荡器和变容二极管直接调频电路。电路的工作原理是：利用调制信号控制变容二极

管的结电容，改变振荡器振荡回路的总电容，从而使调频振荡器输出信号的频率随调制信号的变化而变化，即实现调频。调频后的信号经过缓冲隔离、宽放和功放后通过天线发射出去。

六、设计性能分析:

(1)发射功率

发射功率指发射机发射到天线上的功率。只有当天线的长度与发射信号的波长相比拟时，天线才能有效地把信号发射出去。波长λ与频率f的关系是

f

c/

=

λ

式中，c为电磁波传播速度，c=3*108m/s。若接收机的灵敏度V A=2uV，则通信距离s与发射功率P o间的关系为

4

0}

{

07

.1mW

P

s=

当发射功率为大于500mW时通信距离为5.08Km以上。

(2)工作频率或波段

发射机的工作频率应根据调制方式，在国家有关部门规定的范围内选取。对于调频发射机，工作频段一般选择在超短波范围内。

(3)总效率

发射机发射的总功率P O其所消耗的总功率P T比，称为发射机的总功率，用Aη表示。

(4)调制灵敏度S F

是单位调制信号电压所引起的最大频偏，其值越大，说明调制信号控制作用越强，产生频偏越大。

七、电路参数的计算与元件选择

整机电路的实际计算顺序一般是从末级单元电路开始，向前逐级进行。而电路的组装和调试顺序一般是从前级单元电路开始向后级逐级进行。

【一】增益分配与功率放大器的设计

发射机的输出应具有一定的功率才能将信号发射出去，但是功率增益又不可能集中在末级功放，否则电路性能不稳，容易产生自激。因此要根据发射机的各组成部分的作用，适当地合理地分配功率增益。如果调频振荡器的输出比较稳定，又具有一定的功率，则功率激励级和末级功放的功率增益可适当小些。功率激励级一般采用高频宽带放大器，末级功放可采用丙类谐振功率放大器。缓冲级可以不分配功率。功率增益如图3-2所示。

仅从输出功率Po≥500mW一项指标来看，可以采用宽带功放或乙类、丙类功放。由于还要求总效率大于50%，故采用一级宽带放大

器加一级丙类功放实现，其电路形式如图4-1所示。

V4 3D A 1 R14 C12

ZL2 C11 CT T2 RL 51 +12v

N1 N2 V3 3DG1330

R13 R12 R11 C10 T1 N3 N4

N5 in C9 R???o

图4-1 功率激励与末级功放电路

(一)丙类功率放大器(末级功放)设计

1、基本关系式

如图4-1所示，丙类功率放大器的基极偏置电压-V BE 是利用发射机电流的分量I e0在射极电阻R 14上产生的压降来提供的，故称为自给偏压电路。当放大器的输入信号Vi 为正弦波时，集电极的输出电流i C 为余弦脉冲波。利用谐振回路LC 的选频作用可输出基波谐振电压u c 、电流i C1。

(1)集电极基波电压的振幅

Ucm= I cm1R P

式中，I cm1为集电极基波电流的振幅；R P 为集电极负载阻抗。

(2)输出功率Po

Po= Ucm.I cm1= Ucm 2/(2 R P )

(3)直流功率Pv

Pv= Vcc.I c0

(4)集电极耗散功率P T

P T = Pv- Po

(5)集电极的效率η

η= Po/ Pv

(6)集电极电流分解系数α(θ)

αn (θ)= I cmn /i cmmax

(7)导通角θ

bm BB on U V U -=θcos （θ一般取o o 8060-）

2、确定丙类放大器的工作状态

为了获得较高的效率η和最大的输出功率Po ，选丙类放大器的工作状态为临界状态，θ=700，功放管为3DA1。3DA1的参数如表4-1所示。

表4-1 3DA1参数表

P CM

I CM V CES h fe f T A P 1W 750mA ≥1.5V ≥10 ≥70MHz 13dB

(1) 最佳匹配负载Ω=25.110p R

Ω=-=-=25.1105.0*2)5.112(2)(2

2Po V V R CES cc p (2)由Po=0.5 Ucm.I cm1= Ucm 2/(2 R P )可得：集电极最大输出电压

Ucm=10.5V

(3)集电极基波电流振幅：I cm1=95.24mA

(4)集电极电流最大值I cm = I cm1/α1(700)=95.24/0.44=216.45mA

(5)集电极电流直流分量I c0= I cm *α0(700)=216.45*0.25=54.11mA

(6)电源供给的直流功率Pv= V cc * I c0=649.35mW

(7)集电极的耗散功率P T =Pv-Po=649.35-500=149.35mW(小于P CM =1W)

(8)总效率η=Po/Pv=500/649.35=77.00%

(9)输入功率Pi=25mW

若设本级功率增益Ap=13dB(20倍)，则输入功率Pi=Po/Ap=25mW

(10)基极余弦脉冲电流的最大值I bm (设晶体管3DA1的β=10) I bm = I cm /β=21.45mA (11)基极基波电流的振幅I bm1= I bm α1(700)=21.45*0.44=9.44mA

(12)基极电流直流分量I b0= I bm α0(700)=21.45*0.25=5.36mA

(13)基极输入电压的振幅U bm =2Pi/ I bm1=5.30V

(14)丙类功放的输入阻抗

Ω=-=-=8644.0*)70cos 1(25)()cos 1(01'θαθbb i r Z 3、计算谐振回路及耦合回路的参数

(1) 输出变压器线圈匝数比N5/N3(解决最佳匹配负载问题)

68.011051235====p L L o R R Ucm R P N N

取N5=2，N3=3。

(2) 谐振回路电容C11=100pF

(3) 谐振回路电感L

uH C f L 1010*100*)10*5*14.3*2(1)2(112261120≈==-π (4)输出变压器初级线圈总匝数比N=N3+N4

高频变压器及高频电感的磁芯应采用镍锌(NXO)铁氧体，而不能

采用硅钢铁芯，因其在高频工作时铁损耗过大。NXO-100环形铁氧体作高频变压器磁芯时，工作频率可达十几兆赫兹。

若采用外径*内径*高度=Φ10mm*Φ6mm*Φ5mm 的NXO-100环来绕制输出耦合变压器，由公式

H N l A L cm cm m H μμπ322

/2

10*}{}{}{4-= 式中，μ=100H/m 为磁导率；N 为变压器初级线圈匝数；A=25mm 2为磁芯截面积；l =25mm 为平均磁路长度。计算得N=8，则N 4=5

或 e R L W N N L O *=05

则

9225110528.650≈****=*O *=N e R L W N L ，e O 取值2~10，上述

公式取2。

需要指出的是，变压器的匝数N3、N4、N5的计算值只能作为参考值，由于分布参数的影响，与设计值可能相差较大。为调整方便，通常采用磁芯位置可调节的高频变压器。

4、基极偏置电路

(1)发射极电阻R 14

由公式

bm BB on U V U -=θcos

可得， V U U V o bm on BB 1.170cos 3.57.0cos -=*-=*-=θ V I I V c e BB 1.1R R 140140-=?-≈?-=

Ω=33.20R 14

取标称值Ω=20R 14

(2)高频旁路电容C12=0.01uF 。

(3)高频扼流圈ZL 2=47uH 。

(4)可变电容CT=(5~20)pF 。

5、元件清单

CT=(5~20)pF ZL 2=47uH Ω=20R 14 C12=0.01uF

C11=100pF uH L 10≈ N3=5，N4=3, N5=2 、3DA1管子

(二)宽带功率放大器(功率激励级)设计

功率激励级功放管为3DG130。3DG130的参数如表4-2所示。

表4-2 3DG130参数表

P CM

I CM V CES h fe f T A P 700m W 300mA ≤0.6V ≥30 ≥

150MHz 13dB

1、计算电路参数

(1)有效输出功率P H 与输出电阻R H

宽带功率放大器的输出功率P H 应等于下级丙类功放的输入功率Pi=25mW ，其输出负载R H 等于丙类功放的输入的输入阻抗|Zi|=86Ω。即

P H =25mW

R H =86Ω

(2)实际输出功率P O

设高频变压器的效率η=80%，则

Po= P H /η=31.25mW

(3)集电极电压振幅Ucm 与等效负载电阻H R '

若取功放的静态电流I CQ =I Cm =7mA ，则

Ucm= 2P o /I CQ =2P o /I Cm =8.93V

Ω≈Ω==K 3.15.12752Po Ucm R'2

H 约为1.3K Ω

(4)高频变压器匝数比N1/N2

3'21==H H R R N N η 取变压器次极线圈匝数N2=2，则初级线圈匝数N1=6。

(5)发射极直流负反馈电阻R 13

Ω=--=--=86.35276.093.81213mA V I V Ucm Vcc R CQ CES 取标称值360Ω

(6)功放输入功率P i

本级功放采用3DG130晶体管，若取功率增益A P =13dB(20倍)，则输入功率

mW A Po P P i 56.1/== (7)功放输入阻抗R i

交负交负R R r R bb i *3025'+=+≈β (取Ω=25'bb r 30=β)

若取交流负反馈电阻为10Ω，则

Ω=325i R (8)本级输入电压振幅U im

V P R U i i im 0.110*56.1*325*223≈==-

2、计算电路静态工作点

(1)BQ V 、BQ I

V R I V C Q EQ 47.286.352*10*7313==?=-

V V V EQ BQ 17.37.0=+=

mA I I CQ BQ 23.030/7/===β (2)R 11、R 12 (I 1=5~10倍I BQ )

若取基极偏置电路的电流I 1=5BQ I =5*0.23mA=1.15mA ，则

Ω≈==

k mA V I V R BQ BQ 75.215.117.3512

取标称值R 12=3k Ω。

Ω≈-=-=k mA V I V Vcc R BQ 65.715.117.312111

为了调节电路的静态工作点，R 11可由标称值为5.1 k Ω的电阻与10 k

Ω的电位器组成。

(3)高频旁路电容C10=0.02uF 。

(4)输入耦合电容C9=0.02uF 。

此外,还可以在直流电源V CC 支路上加高频电源去耦滤波网络,通常采用LC 的Π型低通滤波器。电容可取0.01uF,电感可取47uH 的色码电感或环形磁芯绕制。还可在输出变压器次级与负载之间插入LC 滤波器，以改善负载输出波形。

3、元件清单

C9=0.02uF C10=0.02uF 电位器Ω+Ω=k k R 101.511 Ω=k R 312 Ω=10交负R N1=6， N2=2 R 13 =360Ω 3DG130管子

【二】、缓冲隔离级电路(射极输出器)设计

从振荡器的什么地方取输出电压也是十分重要的。一般尽可能从低阻抗点取出信号，并加入隔离、缓冲级如射极输出器，以减弱外接负载对振荡器幅度、波形以及频率稳定度的影响。

射极输出器的特点是输入阻抗高，输出阻抗低，放大倍数接近于1。

1、电路形式

由于待传输信号是高频调频波，主要考虑的是输入抗高，传输系数大且工作稳定。选择电路的固定分压偏置与自给偏压相结合，具有稳定工作点特点的偏置电路。如图4-2所示。射极加R W2可改变输入阻抗。

V2

3DG100

R10

R9

R8

Rw2+12V

C9

C8

RL 325

in 图4-2 射极输出器电路

2、估算偏置电路元件

(1)已知条件：Vcc=+12V ，负载电阻R L =325Ω(宽带放大器输入电

阻)，输出电压振幅等于高频宽带放大器输入电压振幅，即U om =1.0V ，晶体管为3DG100（3DG6）。3DG100的参数如表4-3所示。

表4-3 3DG100参数表

P CM

I CM V CES h fe f T A P 100m W 30mA 30~200 ≥

150MHz

β0=60。晶体管的静态工作点应位于交流负载线的中点，一般取

U CEQ =0.5Vcc ，I CQ =(3~10)mA 。

根据已知条件选取I CQ =4mA,，V CEQ =0.5Vcc=6V ，则

Ω=-=-==+k mA V Vc V R R EQ cc w 5.14612I I V CQ CQ EQ 210

(2)R 10、R w2： 取R 10=1kΩ，R w2为1kΩ的电位器。

(3) R 8、R 9

V EQ =6.0V

V BQ = V EQ +0.7=6.7V

I BQ =I CQ /β0 =66.67uA

Ω≈=k I V R BQ BQ 10109 取标称值R 9=10k Ω。

Ω=-=

k I V V R BQ BQ cc 95.7108

取标称值R 8=8.0k Ω。

(4)输入电阻R i

若忽略晶体管基取体电阻的影响，有

Ω≈+=k R R R R R R L w i 63.3]||)[(||)||(21098β （R L =325Ω）

(5)输入电压U im

V P R U i i im 37.310*56.1*3630*223≈==- (6)耦合电容C 8、C 9

为了减小射极跟随器对前一级电路的影响，C 8的值不能过大，一般为数十pF ，这里取C 8=20pF ，C 9=0.02uF 。

3、元件清单

C 8=20pF C 9=0.02uF Ω=k R 0.88 Ω=k R 109

R 10=1kΩ R w2为1kΩ的电位器 晶体管为3DG100

【三】、调频振荡器设计

调频振荡电路的作用是产生频率MHz f o 5=的高频振荡信号。变容二极管为线性调频，最大频偏kHz f m 10=?。发射机的频率稳定度由该级决定。调频振荡器电路如图4-3所示。

图4-3 调频振荡器电路

LC 调频振荡器是直接调频电路，是利用调制信号直接线性地改变载波瞬时频率。

如果为LC 振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路电感和电容。将受到调制信号

控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号规律变化，实现直

接调频。

1、LC 振荡器

主要技术指标：工作中心频率：f 0=5MHz ；

最大频偏：kHz f m 10=?；

频率稳定度：小时/10*5/400-≤?f f

(1)确定电路形式，设置静态工作点

本题对频率稳定度o f f /?要求不是很高，故选用图1-7所示的改进型电容三点式振荡器与变容二极管调频电路。

(2)三点式振荡器设计：基极偏置电路元件R 1、R 2、R 3、R 4、C 1的计算

图中，晶体管V1与C 2、C 3、C 4、C 5、C j 、L 1组成改进型电容三点式振荡器，V 1为共基组态，C1为基级耦合电容。 其静态工作点由R 1、R 2、R 3、R 4共同决定。晶体管V1选择3DG100，其参数见表1-4所示。

小功率振荡器的集电极静态工作电流I CQ 一般为(1~4)mA 。I CQ 偏大，振荡幅度增加，但波形失真严重，频率稳定性降低。I CQ 偏小对应放大倍数减小，起振困难。为了使电路工作稳定，振荡器的静态工作点取mA I CQ 2=,V V CEQ 6=,测得三极管的60=β。

mA R R R R V Vcc I CEQ cQ 26124343=+-=+-= 由(1-3)可得R 3+R 4=3k Ω，为了提高电路的稳定性，R 4的值可适当增大，取R 4=1k Ω，则R 3=2k Ω。

V k mA R I V V V cQ BE BQ EQ 21*24=Ω=≈-= V V R R R Vcc R R R V EQ BQ 7.27.012212212=+=+=+= uA mA I I cQ BQ 3.3360/2/===β 为了提高电路的稳定性，取流过电阻R 2上的电流

mA I I BQ 33.0102==

Ω==≈k mA V I V R BQ 18.833.07.222 取标称值R 2=8.2k Ω。

根据

公式

Ω=*-=*+=K R V V R V R R R V BQ CC CC BB 2.28)1(21212则

得

R 1=28.2KΩ

实际运用时R 1取20k Ω电阻与47k Ω电位器串联，以便调整静态工作点。

C 1为基极旁路电容，可取C 1=0.01uF 。C 8=0.01uF,输出耦合电容。

2、调频电路设计

调频电路由变容二极管C j 和耦合电容C 5组成，R 6和R 7 为变容二极管提供静态时的反向偏置电压V Q ，

Vcc R R R V Q 767+=。R 5为隔离电阻，为了减小调制信号U i 对V Q 的影响，一般要求R 5远远大于R 6和R 7。C 6和高频扼流圈ZL 1对U i 相当于短路，C 7为滤波电容。

变容二极管C j 通过C 5部分接入振荡回路，有利于提高主振频率0f 的稳定性，减小调制失真。变容二极管的接入系数j C C C p +=55

，式

中，C j 为变容二极管的结电容，它与外加电压的关系为

γ

)1(0

D j U u C Cj += ( C j0 为变容管0偏时结电容,U D 为其PN 结内建电位差,

γ 为变容指数)

①变容二极管参数选择

测变容二极管的V C j -特性曲线，设置合适的静态工作点Q V 。本题给定变容二极管为2CC1C ，并取变容管静态反向偏压V V Q 4=，由特性曲线可得变容管的静态电容pF C jQ 75=。

②计算主振回路元件值：C 2、C 3、C 4、C 5、L 1

C 2、C 3、C 4、C 5、C j 、L 1组成并联谐振回路，其中C 3两端的电压构成振荡器的反馈电压，满足相位平衡条件。

比值C 2/ C 3=F ，决定反馈系数的大小，F 一般取0.125~0.5之间的值。

为了减小晶体管极间电容对振荡器振荡频率的影响，C 2、C 3的值

要大。如果C 4取几十皮法，则C 2、C 3在几百皮法以上。 因接入系数

j C C C p +=55，一般接入系数1

pF p pC C j 75.182.0175*2.015=-=-= ，取标称值pF C 205=。（V Q =-4V 时C j =75pF ）

若取C 4=20pF ， 电容C 2、C 3由反馈系数F 及电路条件C 2>>C 4、C 3>>C 4 决定，若取C 2=330pF ，由F = C 2/ C 3= 0.125~0.5取C 3=750pF 。则静态时谐振回路的总电容为

)(752075*2020****554554323243232pF C C C C C C C C C C C C C C C C C C C C jQ jQ jQ jQ Q ++=+*+≈+++++=∑ 代入元件值可得

pF C Q 78.35=∑

由公式

MHz C L f Q o 521

1==∑π

可得

uH L 2878.35*25411=*=π

③计算调频电路元件值

变容管的静态反偏压Q V 由电阻6R 与7R 分压决定，

即 Vcc R R R V Q 767+=

已知V V Q 4=，若取Ω=k R 107，则Ω=k R 206。

实际运用时Ω=k R 206

可用10k Ω电阻与47k Ω电位器串联，以便调整静态偏压Q V 。隔离电阻R 5应远大于R 6、R 7，取R 5=150k Ω。

低频调制信号U i 的耦合支路电容C 6及电感ZL 1应对U i 提供通路，一般的频率为几十赫至几十千赫兹，故取uF C 7.46=，uH ZL 471=（固定电感）。高频旁路电容C 7应对调制信号U i 呈现高阻，取pF C 51007=。

3、计算调制信号的幅度

为达到最大频偏kHz f m 10=?的要求，调制信号的幅度m U Ω，可由下列关系式求出。

∑∑?=?Q o m C C f f 21

因 式中，∑Q C ——静态时谐振回路的总电容，即

pF C C C C C C C C C C C C C C C jQ jQ Q 78.35****554323243232=+++++=∑

则回路总电容的变化量

pF f C f C o Q m 14.05000/78.35102/2=**=?=?∑∑

变容管的结电容的最大变化量

pF pF p C C j 5.32.0/14.0/22==?=?∑ 由变容二极管2CC1C 的V C j -特性曲线可得，当 V V Q 4=时，特性曲线的斜率V pF V C kc j /5.12/=??=，故调制信号的幅度

V kc C U j m 28.05.12/5.3/==?=Ω

则调制灵敏F S 为

V kHz U f S m m F /7.3528.0/10/==?=Ω 八、总元件清单:

C1=0.01uF 、R1为20K Ω+47K Ω电位器、R2=8.2K Ω、R3=2K Ω、R4=1K Ω、

3DG100管子、C2=330PF 、C3=750PF 、C4=20PF 、C5=20PF 、L1=28uH 、

2CCIC 变容二极管、C8=0.01uF 、C6=4.7uF 、C7=5100pF 、ZL1=47uH 、

R5=150K Ω、R6=2 K Ω、 R7=10ΩK 。

九、总结:

通过本次课程设计，我进一步掌握了小功率调频发射机的原理及其主要技术指标。在设计的过程中，我们解决了一个又一个的难题，克服了种种困难。例如：如何解决发射机非线性失真问题；如何让频率稳定。通过翻阅大量资料以及向老师和各位同学请教，我们解决了一系列的问题。由于时间苍促，设计之中难免出现不足之处，希望指导老师指正，在此，感谢指导老师对本次设计的指导并且提出宝贵意见。

十、参考文献:

高频电子线路（第四版）胡宴如高等教育出版社

6.4.5.调研集成调频发射机和接收机的发展现状、典型应用，并作综述。

发射机和接收机是现代通讯系统中必不可少的组成部分，它们本身的非线性特性将对通讯质量和效率造成严重影响。在发射机中，如何提高功率放大器的线性度是研究的重点。尤其是现代通讯系统多采用非恒定包络调制方式，将进一步刺激功率放大器的记忆性和非线性特性。这将导致发射机输出信号在带内的平坦度减小，误码率升高，带外邻道干扰增加，频谱滋生严重。在接收机中，由放大器，滤波器，混频器和ADC构成的接收前端的非线性同样不可忽视。它们将造成接收信号失真，降低接收机的无杂散动态范围，并影响接收机对弱信号的检测能力。本文以非线性系统理论和自适应滤波技术为工具，深入研究了发射机的数字预失真技术和接收机的盲补偿技术的理论及其实现方式。本文的贡献和创新点有：1.系统性地归纳和总结了发射机和接收机线性化处理领域的基本理论、研究方法以及已有的研究成果。2.在发射机线性化中，针对于传统的RLS数字预失真提取算法复杂度高，资源消耗严重的问题，引入了ERLS-DCD算法，提高了算法执行效率。在实现方面，使用NiosII+多查找表RAM的架构在单片FPGA中实现了整个预失真系统，提高了系统集成度，降低了实现成本。3．在接收机线性化中，引入了国内先进的非线性失真自适应盲

辨识与补偿技术，并对盲辨识的准则和补偿模型参数的提取算法等理论进行了详尽的叙述和有效的补充。最后，利用相关测试验证了盲补偿技术在接收机线性化中的有效性。4.对接收机中的模数转换器（ADC）进行了着重研究，对其各项性能指标的意义和测试方法进行了详细讨论。针对于ADC本身的非线性和转换误差，提出了基于盲补偿的数字后补偿方法。由于该方法在不改变ADC内部电路，不增加成本的前提下，能大幅度地提升ADC的有效位数（ENOB）以及最大无杂散动态范围（SFDR）等性能指标，因此具有一定的应用前景。