正激与反激

正激与反激
正激与反激

“正激”与“反激”的区别

硬件十万个为什么2017-04-16 23:30

反激式:反激式开关电源是指使用反激高频变压器隔离输入输出回路的开关电源。“反激”指的是在开关管接通的情况下,当输入为高电平时输出线路中串联的电感为放电状态;相反,在开关管断开的情况下,当输入为高电平时输出线路中的串联的电感为充电状态。

工作原理:

变压器的一次和二次绕组的极性相反,这大概也是Flyback名字的由来:

a.当开关管导通时,变压器原边电感电流开始上升,此时由于次级同名端的关系,输出二极管截止,变压器储存能量,负载由输出电容提供能量。

b.当开关管截止时,变压器原边电感感应电压反向,此时输出二极管导通,变压器中的能量经由输出二极管向负载供电,同时对电容充电,补充刚刚损失的能量。

反激电路的演变:

可以看作是隔离的Buck/Boost电路:

在反激电路中,输出变压器T除了实现电隔离和电压匹配之外,还有储存能量的作用,前者是变压器的属性,后者是电感的属性,因此有人称其为电感变压器,有时我也叫他异步电感。

正激电源

正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性,相对来说比较好,因此,工作比较稳定,输出电压不容易产生抖动,在一些对输出电压参数要求比较高的场合,经常使用。

所谓正激式变压器开关电源,是指当变压器的初级线圈正在被直流电压激励时,变压器的次级线圈正好有功率输出。

单端正激式:

双管正激式:

由上三张图可知,反激的变压器可以看作一个带变压功能的电感,是一个

buck-boost电路。正激的变压器是只有变压功能,整体可以看成一个带变压器的buck电路。二次侧接第一个整流二极管的负端接电解电容的是反击,接电感的是正激。

总地来说,正激反激工作原理不同,正激是初级工作次级也工作,次级不工作有续流电感续流,一般是CCM模式。功率因数一般不高,而且输入输出和变比占空比成比例。反激是初级工作,次级不工作,两边独立开来,一般DCM模式下,理论上是单位功率因数,但是变压器的电感会比较小,而且需要加气隙,所以一般适合中小功率情况.一般的电源书都会有具体的介绍和设计公式。

正激变压器是理想的,不储能,但是由于励磁电感(Lp)是有限值,励磁电流使得磁芯B会大,为避免磁通饱和,变压需要辅助绕组进行磁通复位;反激变压器工作形式可以看做耦合电感;电感先储能,再放能。由于反激变压器的输入、输出电压极性相反,固当开关管断开之后,次级可以提供磁芯一个复位电压,因而反激变压器不需额外增加磁通复位绕组。

主要区别

正激反激主要区别在高频变压器的工作方式不同但他们在同一象限上。正激是当变压器原边开关管导通时同时能量被传递到负载上,当开关管截止是变压器的能量要通过磁复位电路去磁。反激是和正激相反,当原边开关管导通时给变压器存储能量。但能量不会加在负载上,当开关管截止时,变压器的能量释放到负载侧。正激开关电源,后面多的那个二级管是续流二级管,一般输出部分还会多加一个储能电感,正激和反激最重要的区别是变压器初次级的相位是反相的。

最大区别

正激与反激的工作最大区别是,当开关管关断时,正激的输出主要靠储能电感和续流二级管来维持输出,而反激的输出主要靠变压器次级释放能量来维持输出。正激电路不宜做多路输出,正激电路要用脉宽调整做稳压必须在次极整流以后串电感,不然输出电压主要由输入决定,与脉宽影响不大,脉宽只影响输出纹波。如用正激电路做多路输出原理上存在的问题:如每路输出不用电感,那么对输入变化没有稳压作用,且没有开关电源应有的安全性。如果每路加电感:那么输出电压在理论上与负载大小有关,不参与反馈的回路就不正。

反激电路在原理上就适合多路输出稳压。反激电路首先储能,后把能量按各路的电压比率供应给每一路,先可以认为每路的输出比例是不变的(实际有误差看下面),按电流谁需要多给谁多的原则分配。

关于反馈

被反馈的这一路总是很准的因为就是按找他来反馈的,但反馈的一路一定要有一点负载。不然会加大输出各路间的不平衡。可以用多路加权来进行反馈,就可以使误差的矢量和为零,通俗点让误差在各路间均衡,哪路的权重大,哪路

的精度就高。变压器遵守各个瞬态电压比等于线圈比,这是理解中用得最多的一个条件。

关于开关电源

正激式是开关管导通时变压器次级电路工作,反激式是开关管截止时变压器次级电路工作(开关截止,主级能量传递给次级,次级工作开关闭合,主级电感线圈存储能量)。正激式开关电源输出必需有续流二极管而反激式没有(它们的变压器绕法也不一样。反激式变压器初次极工作时间相反而正激式初次极工作时间相同)正激跟反激相比最大的问题的用的器件更多,虽然好像没多几个,但都是必不可少,而且成本都是很高的。电路比反激式变压器开关电源多用一个大储能滤波电感,以及一个续流二极管。正激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度,相对于反激式变压器开关电源来说要低很多,因此,正激式变压器开关电源要求调控占空比的误差信号幅度比较高,误差信号放大器的增益和动态范围也比较大。

正激式变压器开关电源为了减少变压器的励磁电流,提高工作效率,变压器的伏秒容量一般都取得比较大,并且为了防止变压器初级线圈产生的反电动势把开关管击穿,正激式变压器开关电源的变压器要比反激式变压器开关电源的变压器多一个反电动势吸收绕组,因此,正激式变压器开关电源的变压器的体积要比反激式变压器开关电源的变压器的体积大。

正激式变压器开关电源还有一个更大的缺点是在控制开关关断时,变压器初级线圈产生的反电动势电压要比反激式变压器开关电源产生的反电动势电压高。因为一般正激式变压器开关电源工作时,控制开关的占空比都取在0.5左右,而反激式变压器开关电源控制开关的占空比都取得比较小。

应用区别

正激式变压器不蓄积能量,只担负偶合传输,反激式变压器需把开通过程中的能量蓄积在本身,关断过程中再释放:正激式绕组同相位,反激式绕组反相;正激式变压器不用调节电感值,反激式需调节。正激式工作存在剩磁为防饱和需消磁电路,本身不蓄能需要蓄能线圈和续流二极管,反激式不用。

反激主要用在150-200瓦以下的情况,正激则用在150w到几百瓦之间。之所以反激更广范就是因为我们日常中100w以下的电源比较常见,应用比较常见,所以也就比较广泛啦。原理就是一个通过储能再通过变比进行变压的,一个是直接通过变比进行变压的。正激初级绕组同名端都是正极所以叫正激,反激一个在正,一个在负所以叫反激。

反激式可做小功率,成本低,调试相对简单些,所以在小功率电源中常用。它们的区别: 主变压器方面, 正激的需增加消磁绕组,当然也有的用增加两个二极管在主绕组进行消磁,无论如何正激电源必须增加消磁回路。反激不用增加输出储能电感,因为能量能储存在次级线圈中,正激须增加输出储能电感,且整流部分需增加续流二极管。

开关电源之反激式与正激式变压器的区别

反激式开关电源的变压器不止起到变换电压传输能量的作用,同时还起到储能电感的作用,因此,反激式变压器类似于电感的设计,因此,由于电路简单,控制容易,反激式在20~100W 的小功率方面应用非常广泛。

反激式开关电源

正激式变压器只起到变换电压传输能量的作用,其变压器设计按照正常的变压器设计方法,一般不考虑磁饱和问题,但需要考虑磁回复,同步整流等问题。

正激式一般用在低压,大电流的开关电源。

正激式有源箝位电路

开关电源正激与反激的区别

开关电源厂商 2016-09-01 21:00

正激与反激还是傻傻分不开?今天小编为大家科普下正激式开关与反激式开关电源到底有什么区别。

话不多说,先上反激式和正激式的原理图先认识下他们:

反激式:

单端正激式:

双管正激式:

由上三张图可知,反激的变压器可以看作一个带变压功能的电感,是一个buck-boost电路。正激的变压其是只有变压功能,整体可以看成一个带变压器的buck电路。二次侧接第一个整流二极管的负端接电解电容的是反击,接电感的是正激。

总地来说,正激反激工作原理不同,正激是初级工作次级也工作,次级不工作有续流电感续流,一般是CCM模式。功率因数一般不高,而且输入输出和变比占空比成比例。反激是初级工作,次级不工作,两边独立开来,一般DCM模式下,理论上是单位功率因数,但是变压器的电感会比较小,而且需要加气隙,所以一般适合中小功率情况.一般的电源书都会有具体的介绍和设计公式。

正激变压器是理想的,不储能,但是由于励磁电感(Lp)是有限值,励磁电流使得磁芯B会大,为避免磁通饱和,变压需要辅助绕组进行磁通复位;反激变压器工作形式可以看做耦合电感;电感先储能,再放能。由于反激变压器的输入、输出电压极性相反,固当开关管断开之后,次级可以提供磁芯一个复位电压,因而反激变压器不需额外增加磁通复位绕组。

下面小编将从各个角度为大家详细介绍这两者之间差别。

主要区别

正激反激主要区别在高频变压器的工作方式不同但他们在同一象限上。正激是当变压器原边开关管导通时同时能量被传递到负载上,当开关管截止是变压器的能量要通过磁复位电路去磁。反激是和正激相反,当原边开关管导通时给变压器存储能量。但能量不会加在负载上,当开关管截止时,变压器的能量释放到负载侧。正激开关电源,后面多的那个二级管是续流二级管,一般输出部分还会多加一个储能电感,正激和反激最重要的区别是变压器初次级的相位是反相的。

最大区别

正激与反激的工作最大区别是,当开关管关断时,正激的输出主要靠储能电感和续流二级管来维持输出,而反激的输出主要靠变压器次级释放能量来维持输出。正激电路不宜做多路输出,正激电路要用脉宽调整做稳压必须在次极整流以后串电感,不然输出电压主要由输入决定,与脉宽影响不大,脉宽只影响输出纹波。如用正激电路做多路输出原理上存在的问题:如每路输出不用电感,那么对输入变化没有稳压作用,且没有开关电源应有的安全性。如果每路加电感:那么输出电压在理论上与负载大小有关,不参与反馈的回路就不正。

反激电路在原理上就适合多路输出稳压。反激电路首先储能,后把能量按各路的电压比率供应给每一路,先可以认为每路的输出比例是不变的(实际有误差看下面),按电流谁需要多给谁多的原则分配。

关于反馈

被反馈的这一路总是很准的因为就是按找他来反馈的,但反馈的一路一定要有一点负载。不然会加大输出各路间的不平衡。可以用多路加权来进行反馈,就可以使误差的矢量和为零,通俗点让误差在各路间均衡,哪路的权重大,哪路的精度就高。变压器遵守各个瞬态电压比等于线圈比,这是理解中用得最多的一个条件。

关于开关电源

正激式是开关管导通时变压器次级电路工作,反激式是开关管截止时变压器次级电路工作(开关截止,主级能量传递给次级,次级工作开关闭合,主级电感线圈存储能量)。正激式开关电源输出必需有续流二极管而反激式没有(它们的变压器绕法也不一样。反激式变压器初次极工作时间相反而正激式初次极工作时间相同)正激跟反激相比最大的问题的用的器件更多,虽然好像没多几个,但都是必不可少,而且成本都是很高的。电路比反激式变压器开关电源多用一个大储能滤波电感,以及一个续流二极管。正激式变压器开关电源输出电压受占空比的调制幅度,相对于反激式变压器开关电源来说要低很多,因此,正激式变压器开关电源要求调控占空比的误差信号幅度比较高,误差信号放大器的增益和动态范围也比较大。

正激式变压器开关电源为了减少变压器的励磁电流,提高工作效率,变压器的伏秒容量一般都取得比较大,并且为了防止变压器初级线圈产生的反电动势把开关管击穿,正激式变压器开关电源的变压器要比反激式变压器开关电源的变压器多一个反电动势吸收绕组,因此,正激式变压器开关电源的变压器的体积要比反激式变压器开关电源的变压器的体积大。

正激式变压器开关电源还有一个更大的缺点是在控制开关关断时,变压器初级线圈产生的反电动势电压要比反激式变压器开关电源产生的反电动势电压高。因为一般正激式变压器开关电源工作时,控制开关的占空比都取在0.5左右,而反激式变压器开关电源控制开关的占空比都取得比较小。

应用区别

正激式变压器不蓄积能量,只担负偶合传输,反激式变压器需把开通过程中的能量蓄积在本身,关断过程中再释放:正激式绕组同相位,反激式绕组反相;正激式变压器不用调节电感值,反激式需调节。正激式工作存在剩磁为防饱和需消磁电路,本身不蓄能需要蓄能线圈和续流二极管,反激式不用。

反激主要用在150-200瓦以下的情况,正激则用在150w到几百瓦之间。之所以反激更广范就是因为我们日常中100w以下的电源比较常见,应用比较常见,所以也就比较广泛啦。原理就是一个通过储能再通过变比进行变压的,一个是直接通过变比进行变压的。正激初级绕组同名端都是正极所以叫正激,反激一个在正,一个在负所以叫反激。

反激式可做小功率,成本低,调试相对简单些,所以在小功率电源中常用。它们的区别: 主变压器方面, 正激的需增加消磁绕组,当然也有的用增加两个二极管在主绕组进行消磁,无论如何正激电源必须增加消磁回路。反激不用增加输出储能电感,因为能量能储存在次级线圈中,正激须增加输出储能电感,且整流部分需增加续流二极管

反激式开关电源设计的思考六-变压器设计实例

反激式开关电源设计的思考六 -变压器设计实例 已知条件: 输入电压:DC:380V~700V 输出电压:1) 5V/0.5A 2) 12V/0.5A 3) 24V/0.3A PWM控制论芯片选用UC2842, 开关频率:50KHz 效率η:80% 取样电压用12V,5V用7-8V电压通过低压差三端稳压块得到; 算得Po=5×0.5+12×0.5+24×0.3=15.7 W 计算步骤: 1、确定变比N N=Np/Ns VoR = N(VO+VD) N=VoR/(VO+VD) VoR取210V N=210/(12+1)=16.1 取16 2.计算最大占空比Dmax 3、选择磁芯 计划选择EE型磁芯,因此ΔB为0.2T,电流密度J取4A/mm2 Ap = AwAe = 6500×P0 / (△B×J×f) =2.51×103 (mm4) 通过查南通华兴磁性材料有限公司EE型磁芯参数知

通过上面计算,考虑到还有反馈绕组,要留有一定余量,最终选择EE25磁芯 EE25磁芯的Ae=42.2mm2=4.22X10-3m2 4、计算初级匝数Np

5、初级峰值电流:Ip 6、初级电感量L

7、次级匝数 1) 、12V取样绕组Ns: Ns=Np/N =250/16 =15.625 取16匝 2)、计算每匝电压数Te: Te=(Uo+Ud)/Ns =(12+1)/16 =0.8125 3)、7.5V匝数: N7.5V=U/Te =(7.5+0.5)/0.8125 =9.84取10匝 4)、24V匝数 N24V=U/Te =(24+1)/0.8125 =30.7取31匝 5)、辅助绕组15V N15V=U/Te =(15+1)/0.8125 =19.7取20匝 8、计算初级线径: 1)、计算电流有效值I

正激变换器及其控制电路的设计及仿真

正激变换器及其控制电路的设计及仿真 设计要求: 1、输入电压:100V(±20%); 2、输出电压:12V; 3、输出电流:1A; 4、电压纹波:<70mV(峰峰值); 5、效率:η>78%; 6、负载调整率:1%; 7、满载到半载,十分之一载到半载纹波<200mV。 第一章绪论 1.课题研究意义: 对于大部分DC/DC变换器电路结构,其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接,然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离,这时就可以在基本

DC/DC 变换电路中加入变压器,从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC 变换器。而正激变化器就实现了这种功能。 2.课题研究内容: 1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法,并进行了计算。 2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。其中闭环方式又分为PID 控制和fuzzy 控制。本文分别针对开环、PID 控制,fuzzy 控制建立正激变换器的Matlab 仿真模型,并进行仿真分析了,最后对得出的结果进行比较。 第二章:正激电路的参数计算 本章首先给出正激变换器的等值电路图,然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法,并进行了计算。 1、正激变换器的等值电路图 图1 正激变换器等值电路图 2、参数计算 (1)变比n 根据设计要求,取占空比D=0.4,根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比: n= D U U out in ?=4.012 100 ?=3.3 (2) 最大、最小占空比 最大占空比D max 定义为 D max = ()n U U U in d out 1 min ? +, 式中U in(min) =100-20=80V ,U out =12V ,n=3.3,,U d 为整流二极管压降, 所以D max =0.495。 最小占空比D min 定义为

经验谈写给新手的反激变压器KRP详解

反激变压器的优点自是不必多说,很多新手都通过反激电源的制作来熟悉电源设计,目前网络上关于反激变压器的学习资料五花八门且比较零散,本文就将对反激变压器的设计进行从头到尾的梳理,将零散的知识进行整合,并配上相应的分析,帮助大家尽快掌握。 今天将进行一个较为完整的分析,KRP作为反激变压器中的灵魂参数,该如何对其进行取舍,值得我们深入探讨。 首先先对文章当中的将要提到的一些名词进行解释。 工作模式:即电感电流工作状态,一般分DCM、CCM、BCM三种(定性分析)。 KRP:描述电感电流工作状态的一个量(定量计算); KRP定义:

KRP的意义:只要原边电感电流处于连续状态,都称之为CCM模式。而深度CCM模式(较小纹波电流)与浅度CCM模式(较大纹波电流)相比较,电感量相差好几倍,而浅度CCM模式与BCM、DCM模式的各种性能、特点可能更为相似。显然需要一个合适的参数来描述所有电感电流的工作状态。通过设置KRP值,可以把变压器的电感电流状态与磁性材料、环路特性等紧密联系起来。我们也可以更加合理的评估产品设计方案,例如:KRP较大时(特别是DCM模式),磁芯损耗一般较大(NP较小),气隙较小(无气隙要求,仅满足LP值),LP较小,漏感会较大,纹波电流较大(电流有效值较高); KRP较小时(特别是深度CCM模式),磁芯损耗一般较小(NP较大),气隙较大(有气隙要求,平衡直流磁通),LP较大,漏感会较小,纹波电流较小(电流有效值较低); 注:KRP较小时,气隙也是可以做到较小,但这需要更大的磁芯和技巧; KRP较大时,磁芯损耗也是可以做的较小,但这同样需要更大的磁芯和技巧; 这里说一点题外话,大部分人通常认为,相同磁芯、开关频率,DMAX,DCM模式比CCM模式下的输出功率更大;其实这是不完全对的(至少不符合实际,因为需要限制DMAX,导致空载容易异常),原因在于DCM模式下磁芯损耗会超出你的想象(电应力也会如此);DCM模式下,如果想大幅度降低

反激变压器设计实例(二)

反激变压器设计实例(二) 目录 反激变压器设计实例(二) (1) 导论 (1) 一.自跟踪电压抑制 (2) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (4) 3. 选择反击变换器功率元件 (5) 3.1 输入整流器和电容器 (5) 3.2 原边开关晶体管 (5) 3.3 副边整流二极管 (5) 3.4 输出电容 (6) 4. 电路搭接和输出结果 (6) 总结 (7) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来,这里整个反激电路最核心的部件已经确定,我们可以利用saber建立电路拓扑,由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制,输出电容随便输出一个值(由于C1作为输出储能单元,其容值估算应考虑到输出的伏秒,也有人用1~2uF/W进行大概估算),这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A,故负载选择4欧姆电阻,对于5V/10A的输出,通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得,1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝,寄生电感通常为5%,由于副边匝数较少,可不考虑寄生电感,所以原边寄生电感为27uH,电阻为11.57mΩ,最终结果如图1所示。

图1.反激电路主拓扑 图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出,变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出,其开关应力过高,不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中,有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在,集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次,不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术,开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一.自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载,在晶体管关断时,由于有能量存储在电感或变压器漏感的磁场中,在其集电极将会产生高压。 在反激变换器中,储存在变压器中的大部分能量在反激期间将会传递到副边。可是由于漏感的存在,在反激期间开始时,除非采用一定形式的电压抑制,集电极电压会有增加的趋势。在图3中,变压器漏感、输出电容电感和副边电路的回路电感集中为L TL,并折算到变压器原边与原边主电感L p相串联。 考虑在关断后紧接着导通这个动作,在此期间T1原边绕组中已建立电流。当晶体管Q关断

反激变压器计算实例

反激变压器计算实例 The Standardization Office was revised on the afternoon of December 13, 2020

技术要求:输入电压Vin:90-253Vac 输出电压Vo: 输出电流Io:6A 输出功率Po:166W 效率η: 输入功率Pin:195W 一、输入滤波电容计算过程: 上图为整流后滤波电容上电压波形,在最低输入电压下,如果我们想在滤波电容上得到的电压Vdc为115V,则从上图可以得到: Vpk=90*=127V Vmin=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V 将电源模块等效为一个电阻负载的话,相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电,电容电压降低(Vpk-Vmin)V。 Idc*T3=C*△V 其中: △V=Vpk-Vmin=127-103=24V

关键部分在T3的计算,T3=t1+t2,t1为半个波头,时间比较好算,对于50Hz 的交流来说,t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算,我们知道交流输入电压的公式为 Vx=Vpksinθx,根据已知条件,Vx=103V,Vpk=127V,可以得到θx=54度,所以t2=54*10ms/180=3mS, T3=t1+t2=8mS。 C=*8/24==570uF 二、变压器的设计过程 变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算,其实QR也是DCM的一种,不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。 对于变压器磁芯的选择,比较常用的方法就是AP法,但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合,一般可以直接选择磁芯,象这个功率等级的反激,选择PQ3535的磁芯即可。磁芯的参数如下:AE=190mm2,AL=4300nH,Bmax≥ 1)DCM变压器设计过程: 开关频率选择80K,最大占空比选择,全范围DCM,则在最低输入电压Vdc下,占空比最大,电路工作在BCM状态,根据伏秒平衡,可以得到以下公式, Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax), 从而计算反射电压为Vor=95V 匝比 n=Vor/(Vo+Vf)= Vf为整流二极管压降 计算初级匝数 计算副边匝数 Ns=Np/n=,选择7匝,

反激变压器的详细公式的计算

单端反激开关电源变压器设计 单端反激开关电源的变压器实质上是一个耦合电感,它要承担着储能、变压、传递能量等工作。下面对工作于连续模式和断续模式的单端反激变换器的变压器设计进行了总结。 1、已知的参数 这些参数由设计人员根据用户的需求和电路的特点确定,包括:输入电压V in、输出电压V out、每路输出的功率P out、效率η、开关频率f s(或周期T)、线路主开关管的耐压V mos。 2、计算 在反激变换器中,副边反射电压即反激电压V f与输入电压之和不能高过主开关管的耐压,同时还要留有一定的裕量(此处假设为150V)。反激电压由下式确定: V f=V Mos-V inDCMax-150V 反激电压和输出电压的关系由原、副边的匝比确定。所以确定了反激电压之后,就可以确定原、副边的匝比了。 N p/N s=V f/V out 另外,反激电源的最大占空比出现在最低输入电压、最大输出功率的状态,根据在稳态下,变压器的磁平衡,可以有下式: V inDCMin?D Max=V f?(1-D Max) 设在最大占空比时,当开关管开通时,原边电流为I p1,当开关管关断时,原边电流上升到I p2。若I p1为0,则说明变换器工作于断续模式,否则工作于连续模式。由能量守恒,我们有下式: 1/2?(I p1+I p2)?D Max?V inDCMin=P out/η 一般连续模式设计,我们令I p2=3I p1 这样就可以求出变换器的原边电流,由此可以得到原边电感量: L p= D Max?V inDCMin/f s?ΔI p 对于连续模式,ΔI p=I p2-I p1=2I p1;对于断续模式,ΔI p=I p2 。 可由A w A e法求出所要铁芯: A w A e=(L p?I p22?104/ B w?K0?K j)1.14 在上式中,A w为磁芯窗口面积,单位为cm2 A e为磁芯截面积,单位为cm2 L p为原边电感量,单位为H I p2为原边峰值电流,单位为A B w为磁芯工作磁感应强度,单位为T K0为窗口有效使用系数,根据安规的要求和输出路数决定,一般为0.2~0.4 K j为电流密度系数,一般取395A/cm2 根据求得的A w A e值选择合适的磁芯,一般尽量选择窗口长宽之比比较大的磁芯,这样磁芯

单端正激式开关电源-主电路地设计

摘要:电源是各种电子设备不可或缺的组成部分,其性能优劣直接关系到电子设备的技术指标及能否安全可靠工作。目前,开关电源因具有体积小、重量轻、效率高、发热量低、性能稳定等优点而逐渐取代传统技术制造的相控稳压电源,并广泛应用于电子设备中。 本设计的单端正激式开关电源是一种间接直流变流技术,本设计以正激电路为主体,采用以TOPSwitch系列开关电源集成芯片TOP244Y为核心的脉宽调制电路实现交-直-交-直变流,输出稳压稳频的直流电。 关键词开关电源;正激电路;变压器;脉宽调制; ABSTRACT Power is an indispensable part of electronic equipment, its performance directly related to electronic equipment technical indicators and safe work can. At present, switching power supply for has the advantages of small size, light weight, high efficiency, low calorific value and stable performance advantages and replace traditional technology of phased manostat, and widely used in electronic equipment. The design of the single straight separate-excited switching power supply is a kind of indirect dc converter technology, this design was adopted for the main circuit, induced by TOPSwitch series of switch power integration chip TOP244Y as the core of the pulse width modulation circuit implementation delivered straight into - - - the voltage output variable flow straight, dc frequency stability. KEY WORDS Switching power supply;Is induced circuit;Transformer;Pulse width modulation 目录 前言 (1)

反激变压器设计实例(二)

反激变压器设计实例(二)

反激变压器设计实例(二) 目录 反激变压器设计实例(二) (2) 导论 (2) 一.自跟踪电压抑制 (4) 2. 反激变换器“缓冲”电路 (8) 3. 选择反击变换器功率元件 (10) 3.1 输入整流器和电容器 (11) 3.2 原边开关晶体管 (11) 3.3 副边整流二极管 (12) 3.4 输出电容 (13) 4. 电路搭接和输出结果 (14) 总结 (15) 导论 前面第一节已经将反激变换器的变压器具体参数计算出来,这里整个反激电路最核心的部件

已经确定,我们可以利用saber建立电路拓扑,由saber得出最初的输出参数结果。首先进行开环控制,输出电容随便输出一个值(由于C1作为输出储能单元,其容值估算应考虑到输出的伏秒,也有人用1~2uF/W进行大概估算),这里选取1000uF作为输出电容。初始设计中的输出要求12V/3A,故负载选择4欧姆电阻,对于5V/10A 的输出,通过调节负载和占空比可以达到。由实际测量可得,1mm线径的平均电感和电阻值分别为6uH/匝和2.6mΩ/匝,寄生电感通常为5%,由于副边匝数较少,可不考虑寄生电感,所以原边寄生电感为27uH,电阻为11.57mΩ,最终结果如图1所示。 图1.反激电路主拓扑

图2.开关管电压、输出电压、输出电流 首先由输出情况可以看出,变压器的设计还是满足要求的。查看图2中开关管电压曲线可以看出,其开关应力过高,不做处理会导致开关管导通瞬间由于高压而击穿。 在反激变换器中,有两个主要原因会引起高开关应力。这两个原因都与晶体管自带感性负载关断特性有关。最明显的影响是由于变压器漏感的存在,集电极电压在关断边沿会产生过电压。其次,不是很明显的影响是如果没有采用负载线整形技术,开关关断期间会出现很高的二次测击穿应力。 一.自跟踪电压抑制 当警惕管所在电路中带感性或变压器负载,

变压器的设计实例

摘要:详细介绍了一个带有中间抽头高频大功率变压器设计过程和计算方法,以及要注意问题。根据开关电源变换器性能指标设计出变压器经过在实际电路中测试和验证,效率高、干扰小,表现了优良电气特性。关键词:开关电源变压器;磁芯选择;磁感应强度;趋肤效应;中间抽头 0 引言 随着电子技术和信息技术飞速发展,开关电源SMPS(switch mode power supply)作为各种电子设备、信息设备电源部分,更加要求效率高、成本小、体积小、重量轻、具有可移动性和能够模块化。变压器作为开关电源必不可少磁性元件,对其进行合理优化设计显得非常重要。在高频开关电源设计中,真止难以把握是磁路部分设计,开关电源变压器作为磁路部分核心元件,不但需要满足上述要求,还要求它性能高,对外界干扰小。由于它复杂性,对其设计一、两次往往不容易成功,一般需要多次计算和反复试验。因此,要提高设计效果,设汁者必须有较高理论知识和丰富实践经验。 1 开关电源变换器性能指标 开关电源变换器部分原理图如图1所示。 PCbfans提示请看下图: 其主要技术参数如下: 电路形式半桥式; 整流形式全波整流; 工作频率f=38kHz; 变换器输入直流电压Ui=310V; 1

变换器输出直流电压Ub=14.7V; 输出电流Io=25A; 工作脉冲占空度D=0.25~O.85; 转换效率η≥85%; 变压器允许温升△τ=50℃; 变换器散热方式风冷; 工作环境温度t=45℃~85℃。 2 变压器磁芯选择以及工作磁感应强度确定 2.1 变压器磁芯选择 目前,高频开关电源变压器所用磁芯材料一般有铁氧体、坡莫合金材料、非晶合金和超微晶材料。这些材料中,坡莫合金价格最高,从降低电源产品成本方面来考虑不宜采用。非晶合金和超微晶材料饱和磁感应强度虽然高,但在假定测试频率和整个磁通密度测试范围内,它们呈现铁损最高,因此,受到高功率密度和高效率制约,它们也不宜采用。虽然铁氧体材料损耗比坡莫合金大些,饱和磁感应强度也比非晶合金和超微晶材料低,但铁氧体材料价格便宜,可以做成多种几何形状铁芯。对于大功率、低漏磁变压器设计,用E-E型铁氧体铁芯制成变压器是最符合其要求,而且E-E型铁芯很容易用铁氧体材料制作。所以,综合来考虑,变换器变压器磁芯选择功率铁氧体材料,E-E型。 2.2 工作磁感应强度确定 工作磁感应强度Bm是开关电源变压器设计中一个重要指标,它与磁芯结构形式、材料性能、工作频率及输出功率因素有关关。若工作磁感应强度选择太低,则变压器体积重量增加,匝数增加,分布参数性能恶化;若工作磁感应强度选择过高,则变压器温升高,磁芯容易饱和,工作状态不稳定。一般情况下,开关电源变压器Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些,对于铁氧体材料,工作磁感应强度选取一般在0.16T 到0.3T之间。在本设计中,根据特定工作频率、温升、工作环境等因素,把工作磁感应强度定在0.2 T。 3 变压器主要设计参数计算 3.1 变压器计算功率 开关电源变压器工作时对磁芯所需功率容量即为变压器计算功率,其大小取决于变压器输出功率和整流电路形式。变换器输出电路为全波整流,因此 2

反激式变压器的设计

反激式变压器的设计 反激式变压器的工作与正激式变压器不同。正激式变压器两边的绕组是同时流过电流的,而反激式变压器先是通过一次绕组把能量存储在磁心材料中,一次侧关断后再把能量传到二次回路。因此,典型的变压器阻抗折算和一次、二次绕组匝数比关系不能在这里直接使用。这里的主要物理量是电压、时间、能量。 在进行设计时,在黑箱估计阶段,应先估计出电流的峰值。磁心尺寸和磁心材料也要选好。这时,为了变压器能可靠工作,就需要有气隙。 刚开始,在开关管导通时把一次绕组看作是一个电感器件,并满足式(24)。 (24) 把 Lpri移到左边,用Ton=Dmax/f 代到上式中,用已知的电源工作参数,通过式(25) 就可以算出一次最大电感 ——最大占空比(通常为50%或0.5)。 (25) 这个电感值是在输入最小工作电压时,电源输出仍能达到额定输出电压所允许选择的最大电感值。 在开关管导通的每个周期中,存储在磁心的能量为: (26) 要验证变压器最大连续输出的功率能否满足负载所需的最大功率,可以使用下式: (27)

所有磁心工作在单象限的场合,都要加气隙。气隙的长度(cm)可以用下式近似(CGS制(美 国)): (28a) 式中Ac——有效磁心面积,单位为; Bmax——最大磁通密度,单位为G(Wb/cm )。 在MKS系统(欧洲)中气隙的长度(m)为 (28b) 式中Ac——有效磁心面积,单位为; Bmax——最大磁通密度,单位为T(Wb/m )。 这只是估算的气隙长度,设计者应该选择具有最接近气隙长度的标准磁心型号。 磁心制造厂商为气隙长度提供了一个A L的参数。这参数是电感磁心绕上1000 匝后的数据(美 国)。根据设计好的电感值,绕线的匝数可以用式(29)计算确定。 (29) 式中 Lpri——一次电感量,单位为mH。 如果有些特殊的带有气隙的磁心材料没有提供A L。的值,可以使用式(30)。注意不要混淆CGS和MKS两种单位制(G和cm与T和m)。 (30)

正激电路设计总结

正激电路设计总结 发布时间: 2013-04-10 16:37:55 来源: EDA中国 正激电路设计的一些总结 在DC-DC通信领域里,目前正激有源钳位占了大半江山,特别是国内的模块电源厂家,其中使用控制芯片比较的多的是国半的LM5025NCP1562,目前这两个芯片我都有成熟的设计案例,NCP1562按推荐的电路调试是很难达到模块的电源的设计要求,主要是电压环路的设计上有不少问题。第一次在电源网发博,今天就想说说对在正激设计中,变压器一些不定参数的选择,如变压的△B和Bmax的选择、占空比的选择、因为已有太多的初学者问过同样的问题了,希望能初学电源的革命同志有点帮助。首先我们要正确理解正激变压的特点,正激变压的工作模式是,变压器一边导通一边传递能量,可以把它理解成隔离的BUCK,其实正激才是真正的变压器,它不存储能量,只是把能量向副边传递,所以正激变压器不需要开气隙,而反激变压相当于一个隔离电感,先存储能量在传递能量,磁芯的特性是低磁阻的,无法存储能量,所以反激变压器需要开气隙来存储能量,好不要扯远了,这里这是描述一下正激变压器工作的特点。任何的磁性器件工作都需要激磁和去磁,正激变压器集成产生的能量不能传递到副边,反激可以,所以正激电路必须要加去磁电路,按照去磁的方式,我们将正激分成了三绕组去磁正激、谐振正激、和有源钳位正激,三绕组正激的工作在第一象限、而谐振正激和有源去磁正激工作在第一和第三象限,这些都老生常谈的话题了,在各种开关电源书籍中都有非常多的描述,推荐初学者读一下张兴柱博士的《开关电源功率变换器拓扑与设计》归纳性很强的。由于正激变压器中B值的变化不会随着输出电流的改变而改变,也不会随着输入电压的改变而改变,设计成多少,它就是多少,所以磁饱和的问题是很容易控制住的。在一些教材和沦文里提到了一个0.1和0.3的取值问题。很多人问我到底取0.1好,还是0.3好呢?首先我们看看为什么可以取到0.3,我们来看看磁芯材质的特性,DC-DC的模块电源用过的材质有金川的RM2.3K、越峰的P47、天通的TPW33A、TDK的PC95、主要是高频特性好。因为不能贴图,希望有兴趣的可以找资料看看。这几种差不多都是都是在100℃B值在0.4左右就完全饱和了,我们设计的时候可不能让它到磁饱和,太危险了。得把余量考虑进去,这个余量怎么把控呢?磁滞回线的变化是从线性区到非线性区,再到饱和。其实我们最好不让它跑到线性区,因为这样虽然不会一定损坏,但是比较危险了,而且在非线性区的励磁电感量急剧变小,MOS管理的峰值电流也是急剧变化的容易失控。所以我们的B值的最大取点应该是线性工作区和非线性工作区

正激电路设计

正激式变压器开关电源输出电压的瞬态控制特性和输出电压负载特性,相对来说比较好,因此,工作比较稳定,输出电压不容易产生抖动,在一些对输出电压参数要求比较高的场合,经常使用。 1-6-1.正激式变压器开关电源工作原理 所谓正激式变压器开关电源,是指当变压器的初级线圈正在被直流脉冲电压激励时,变压器的次级线圈正好有功率输出。 图1-17是正激式变压器开关电源的简单工作原理图,图1-17中Ui是开关电源的输入电压,T是开关变压器,K是控制开关,L是储能滤波电感,C是储能滤波电容,D2是续流二极管,D3是削反峰二极管,R是负载电阻。 在图1-17中,需要特别注意的是开关变压器初、次级线圈的同名端。如果把开关变压器初线圈或次级线圈的同名端弄反,图1-17就不再是正激式变压器开关电源了。 我们从(1-76)和(1-77)两式可知,改变控制开关K的占空比D,只能改变输出电压(图1-16-b中正半周)的平均值Ua ,而输出电压的幅值Up不变。因此,正激式变压器开关电源用于稳压电源,只能采用电压平均值输出方式。 图1-17中,储能滤波电感L和储能滤波电容C,还有续流二极管D2,就是电压平均值输出滤波电路。其工作原理与图1-2的串联式开关电源电压滤波输出电路完全相同,这里不再赘述。关于电压平均值输出滤波电路的详细工作原理,请参看“1-2.串联式开关电源”部分中的“串联式开关电源电压滤波输出电路”内容。 正激式变压器开关电源有一个最大的缺点,就是在控制开关K关断的瞬间开关变压器的初、次线圈绕组都会产生很高的反电动势,这个反电动势是由流过变压器初线圈绕组的励磁电流存储的磁能量产生的。因此,在图1-17中,为了防止在控制开关K关断瞬间产生反电动势击穿开关器件,在开关变压器中增加一个反电动势能量吸收反馈线圈N3绕组,以及增加了一个削反峰二极管D3。 反馈线圈N3绕组和削反峰二极管D3对于正激式变压器开关电源是十分必要的,一方面,反馈线圈N3绕组产生的感应电动势通过二极管D3可以对反电动势进行

单端正激电路的分析和设计

单端正激电路的分析和设计 一、工作原理 如图: Q1导通时,副边二极管D1导通,D2截止,电网通过变压器T1向负载R L输送能量,此时输出滤波电感L0储存能量。 当Q1截止时,电感的储能通过续流二极管D2向负载释放,D1截止。 N3与二极管D3串联起到去磁复位的作用。 注意:复位绕组对变压器工艺的要求,要求耦合好又要绝缘好。 还有其它形式复位电路如RCD复位电路LCD复位电路 输出电压V0= N S ×T ON ×E N P T N S/N P为副边原边匝比 T ON/T为导通时间与周期的比,即导通占空比 E为原边绕组电压 二、正激电路的设计 设计前我们要给定电路设计的一些指标参数,总结为: 1、开关频率 2、输入电压范围:Vin min—Vin max 3、输出负载范围:Io min—Io max 4、输出电压范围:Vo min—Vo max 5、滤波电感电流的纹波: △I L f 6、输出电压纹波:△Vo 第一步:工作频率的确定 工作频率对电源体积以及特性影响很大,必须很好地选择。 工作频率高时,输出滤波器和输出变压器可小型化,过渡响应速度快。但主开关元件、输出二极管、输出电容以及输出变压器的磁芯,还有电路设计等都受到限制。另外,还要注意输出变压器绕组匝数。

第二步:最大导通时间(Ton max)的确定。 Ton max=T×Dmax 对于正向激励D选为0.4~0.45较适宜。Dmax是设计电路时的一个重要参数,它对主开关元件,输出二极管的耐压与输出保持时间,输出变压器以及输出滤波器的大小,变换效率等都有很大影响。 第三步:变压器次级输出电压的计算 Vs min= (Vo max+V L+V F)×T Ton max Vs min:变压器次级最低电压 Vo max:最大输出电压 V L:电感线圈压降 V F:输出侧二极管的正向压降 第四步:变压器匝比N的计算 N= Vin min Vs min Vin min: 变压器初级最低电压 Vs min:变压器次级最低电压 第五步:变压器初级绕组匝数的计算 因为作用电压是一个方波,一个导通期间的伏秒值与初级绕组匝数关系N P= Vin min ×Ton max×108 (Bm-Br)×S N P:初级绕组匝数 Vin min:变压器初级最低电压 Ton max:最大导通时间 Bm-Br:磁感应强度 S:磁芯有效截面积 第六步:次级绕组匝数的计算 Ns=Np/N N为匝比 第七步:输出滤波电感的计算 L=Vs min-(V F+Vo max)×Ton max △I L △I L为I O的15%—20% 另外,功率开关器件电流电压耐量的确定, 变压器原副边绕组线径的确定。

反激变压器设计步骤及变压器匝数计算

1. 确定电源规格. 输入电压范围Vin=85 —265Vac; 输出电压/ 负载电 流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A; 变压器的效率?=0.90 2. 工作频率和最大占空比确定. 取: 工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45. T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5us Toff=10-4.5=5.5us. 3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n). 最低输入电压Vin(min)=85* “2-20=100Vdc( 取低频纹波为20V). 根据伏特- 秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n. n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)] n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.64 4. 变压器初级峰值电流的计算. 设+5V输岀电流的过流点为120%;+5v 和+12v整流二极管的正向压降均为 1.0V. +5V 输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W +12V 输岀功率 Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W 变压器次级输岀总功率Pout=Pout1+Pout2=85W 1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ Ip1=2*Pout/[?(1+k)*Vin(min)*Dmax] =2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45] =3.00A Ip2=0.4*Ip1=1.20A 5. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt, 得: Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2] =100*4.5/[3.00-1.20] =250uH 6. 变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=P t*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?], 其中: Pt( 变压器的标称输岀功率)= Pout=85W Ko( 窗口的铜填充系数)=0.4 Kc( 磁芯填充系数)=1( 对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j( 电流密度): j=5A/mm2; Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]

单端反激变压器设计简单计算

实例讲解电源高频变压器的设计方法开关电源高频变压器设计高频变压器是电源设计过程中的难点, 下面以反馈式电流不连续电源高频变压器为例, 向大家介绍一种电源高频变压器的设计方法。 设计目标: 电源输入交流电压在180V~260V之间,频率为50Hz, 输出电压为直流5V、14A,功率为70W,电源工作频率为30KHz。 设计步骤: 1、计算高频变压器初级峰值电流Ipp 由于是电流不连续性电源,当功率管导通时,电流会达到峰值,此值等于功率管的峰值电流。 由电感的电流和电压关系V=L*di/dt 可知: 输入电压:Vin(min)=Lp*Ipp/Tc 取1/Tc=f/Dmax, 则上式为: Vin(min)=Lp*Ipp*f/Dmax 其中: V in:直流输入电压,V Lp:高频变压器初级电感值,mH Ipp:变压器初级峰值电流,A Dmax:最大工作周期系数 f:电源工作频率,kHz 在电流不连续电源中,输出功率等于在工作频率下的每个周期内储存的能量,其为:Pout=1/2*Lp*Ipp2*f 将其与电感电压相除可得: Pout/Vin(min)=Lp*Ipp2*f*Dmax/(2*Lp*Ipp*f) 由此可得:Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax) 其中:Vin(min)=1.4*Vacin(min)-20V(直流涟波及二极管压降)=232V, 取最大工作周期系数Dmax=0.45。则: Ipp=Ic=2*Pout/(Vin(min)*Dmax)=2*70/(232*0.45)=1.34A 当功率管导通时,集极要能承受此电流。 2、求最小工作周期系数Dmin 在反馈式电流不连续电源中, 工作周期系数的大小由输入电压决定。 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax] 其中:k=Vin(max)/Vin(min) Vin(max)=260V*1.4-0V(直流涟波)=364V, 若允许10%误差,Vin(max)=400V。 Vin(min)=232V, 若允许7%误差,Vin(min)=216V。 由此可得: k=Vin(max)/Vin(min)=400/216=1.85 Dmin=Dmax/[(1-Dmax)*k+Dmax]=0.45/[(1-0.45)*1.85+0.45]=0.31 因此,当电源的输入直流电压在216V~400V之间时,

反激变压器计算实例.docx

技术要求:输入电压Vin : 90-253Vac 输出电压Vo:27.6V 输出电流Io: 6A 输出功率Po: 166W 效率η: 0.85 输入功率Pin:195W 一、输入滤波电容计算过程: 上图为整流后滤波电容上电压波形,在最低输入电压下,如果我们想在滤波电容上得到的电压VdC 为115V,则从上图可以得到: Vpk=90*1.414=127V Vmi n=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V 将电源模块等效为一个电阻负载的话,相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放 电,电容电压降低(VPk-Vmin)V O ldc*T3=C* △ V 其中: △ V=VPk-Vmi n=127-103=24V 关键部分在T3的计算,T3=t1+t2 , t1为半个波头,时间比较好算,对于50Hz的交流来说,t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算,我们知道交流输入电压的公式为 VX=VPkSin θX,根据已知条件,Vx=103V , Vpk=127V ,可以得到θx=54度,所以 t2=54*10ms∕180=3mS , T3=t1+t2=8mS。 C=1.7*8∕24=0.57mF=570uF 二、变压器的设计过程 变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算,其实QR也是DCM的一种,不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。 对于变压器磁芯的选择,比较常用的方法就是AP法,但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合,一般可以直接选择磁芯,象这个功率等级的反激,选择PQ3535的磁芯即可。磁芯的参数如下: AE=190mm2,AL=4300nH, Bmax≥0.32T 1) DCM变压器设计过程: 开关频率选择80K,最大占空比选择0.48,全范围DCM,则在最低输入电压VdC下,占空比最大,电路工作在BCM状态,根据伏秒平衡,可以得到以下公式, Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax),

反激变压器设计实例(一)

反激变压器设计实例(一) 目录 1.导论 (1) 2.磁芯参数和气隙的影响 (1) 2.1 AC极化 (2) 2.2 AC条件中的气隙影响 (2) 2.3 DC条件中的气隙影响 (2) 3. 110W反激变压器设计例子 (3) 3.1 步骤1,选择磁芯尺寸 (3) 3.2 步骤2,选择导通时间 (5) 3.3 步骤3,变换器最小DC输入电压的计算 (5) 3.4 步骤4,选择工作便宜磁通密度 (5) 3.5 步骤5,计算最小原边匝数 (6) 3.6 步骤6,计算副边匝数 (6) 3.7 步骤7,计算附加匝数 (7) 3.8 步骤8,确定磁芯气隙尺寸 (7) 3.9 步骤9,磁芯气隙尺寸(实用方法) (8)

3.10 步骤10,计算气隙 (8) 3.11 步骤11,检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (9) 4 反激变压器饱和及暂态影响 (10) 1.导论 由于反激变换器变压器综合了许多功能(储存能量、电隔离、限流电感),并且还常常支持相当大的直流电流成分,故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法,无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。特别的,磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流(磁通)成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。 为使设计者对控制因数有好的感觉,下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始,然后检查交流和直流磁芯极化条件,最后给出100W变压器的完整设计。 2.磁芯参数和气隙的影响 图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H(磁滞回归线)环。 注意到虽然B/H环的磁导率(斜率)随气隙的长度变化,但磁芯和气隙结合后的饱和磁通密度保持不变。进一步,在有气隙的情况下,磁场强度H越大,剩磁通密度B r越低。这些变化对反激变压器非常有用。

85W反激变压器设计实例

85W反激变压器设计的详细步骤 1. 确定电源规格. 1).输入电压范围Vin=90—265Vac; 2).输出电压/负载电流:Vout1=42V/2A, Pout=84W 3).转换的效率?=0.80 Pin=84/0.8=105W 2. 工作频率,匝比, 最低输入电压和最大占空比确定. Vmos*0.8>Vinmax+n(Vo+Vf) 600*0.8>373+n(42+1) 得n<2.5 Vd*0.8>Vinmax/n+Vo 400*0.8>373/n+42 得n>1.34 所以n取1.6 最低输入电压 Vinmin=√[(Vacmin√2)* (Vacmin√2)-2Pin(T/2-tc)/Cin =(90√2*90√2-2*105*(20/2-3)/0.00015=80V 取:工作频率fosc=60KHz, 最大占空比Dmax=n(Vo+Vf)/[n(Vo+Vf)+Vinmin]= 1.6(42+1)/[1.6(42+1)+80]=0.45 Ton(max)=1/f*Dmax=0.45/60000=7.5us

3. 变压器初级峰值电流的计算. Iin-avg=1/3Pin/Vinmin=1/3*105/80=0.4A ΔIp1=2Iin-avg/D=2*0.4/0.45=1.78A Ipk1=Pout/?/Vinmin*D+ΔIp1=84/0.8/80/0.45=2.79A 4. 变压器初级电感量的计算. 由式子Vdc=Lp*dip/dt,得: Lp= Vinmin*T on(max)/ΔIp1 =80*0.0000075/1.78 =337uH 取Lp=337 uH 5.变压器铁芯的选择. 根据式子Aw*Ae=Pt*1000000/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*?],其中: Pt(标称输出功率)= Pout=84W Ko(窗口的铜填充系数)=0.4 Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体), 变压器磁通密度Bm=1500 Gs j(电流密度): j=4A/mm2; Aw*Ae=84*1000000/[2*0.4*1*60*103*1500Gs*4*0.80] =0.7cm4 考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表: ER40/45铁氧体磁芯的有效截面积Ae=1.51cm2

正激变压器设计资料

单端正激变压器的设计 开关电源变压器是高频开关电源的核心元件。其作用为:磁能转换、电压变换和绝缘隔离。开关变压器性能的好坏不仅影响变压器本身的发热和效率,而且还会影响到高频开关电源的技术性能和可靠性。高频开关变压器的设计主要包括两部分:绕组设计及磁芯设计。本文将对应用在高频下的单端正激变压器的设计方法及磁芯的选择给出较为详细的论述。 1 单端正激变压器原理单端正激变压器的原理图如图1所示。 单端正激变压器又称"buck"转换器。因其在原边绕组接通电源Vi的同时把能量传递到输出端而得名。正激式变压器的转换功率通常在50~500 W之间。输出电压Vo由匝比n、占空比D 和输入电压Vi确定。 当PWM控制器输出正脉冲,功率开关导通,变压器的初级绕组通过电流,此电流由两部分组成,一部分为磁化电流即流经等效开环电感上的电流,另一部分足与输出电流等效的初级电流,他和初次级匝比成正比,和输出电流成正比。储存在电感上的能量必须在功率开关关断后下一次开启前泄放掉,以便使磁通复位。N3为去磁绕组 2 变压器磁芯的选用原则 高频开关电源中的变压器从性能价格比考虑,MnZn功率铁氧体材料是最佳的选择。应用于高频开关电源变压器中的铁氧体应具有以下磁特性:高饱和磁通密度或高的振幅磁导率,在工作频率范围有低的磁芯总损耗,较低的温度系数,较高的居里温度。 磁芯损耗Pc主要由磁滞损耗Ph和涡流损耗Pe(包括剩余损耗Pr)组成,即: 磁滞损耗Ph正比于直流磁滞回线的面积,并与频率成正比关系。即: 对于工作频率在100kHz以下的功率铁氧体磁芯,降低磁滞损耗是最重要的,为降低损耗,即要降低矫顽力Hc、剩余磁感应强度。要达到此目的,须从两方面着手,一是从配方成分方面,尽量使磁晶各项异性常数k→0,磁滞伸缩常数→0;二是在工艺上要做到高密度、大晶粒、均匀完整、另相少、内应力小、气孔少。

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