开关电源设计手册

开关电源设计手册

目录

1 隔离式电源设计

1.1 有源功率因数校正

1.2 反激式电源设计

1.3 正激式电源设计

2 非隔离式电源设计

2.1 非隔离式降压型电源设计

1.1 有源功率因数校正

APFC: Active Power Factor Correction

一, 功率因数校正的基本原理

理论上: P.F.= P/S=(REAL POWER)/(TOTAL APPARENT POWER)=Watts/V.A.

=有功功率/视在功率

对于输入电压和电流都是理想的正弦波的情况, 如果把输入电压和输入电流的相位差定义为φ, 那么, P.F.=P/S=Cosφ. 相应的功率相量图如下:

对于非理想的正弦波, 假设输入电压为正弦波, 输入电流为周期性的非正弦波, 比如在实际的AC-DC线路中广泛应用的全波整流, 只有当输入电压大于电容的电压时, 才有市电电流给电容充电.

在这种情况下, 电压有效值Vrms=Vpeak/√2

周期性的非正弦波电流经过傅里叶变换为:

(Io: 电流直流分量; I1RMS: 电流基波分量, 頻率与V

相同; I2RMS….I nRMS: 电流谐波分量, 频率为基波的

2….n 倍. )

对于纯净的交流信号, Io=0; I1RMS基波分量有一个

同向成份I1RMSP和一个求积成份I1RMSQ.

于是电流有效值可以表达为:

有功功率P=V RMS*I1RMSP=V RMS*I1RMS*Cosφ1

(φ1: 输入电压和输入电流基波分量I1RMS的相位差)

S=V RMS*IRMS total

于使功率因数Power Factor 可以表达为:

P.F.=P/S= (I1RMS/I RMS total)* Cos φ1;

定义电流失真系数K= I1RMS/I RMS total = Cosθ; θ为失真角(Distortion angle); K 为与电流谐波(Harmonic) 分量有关的系数. 如果总的谐波分量为零, K 就为1.

最后, 可以表达为: P.F.=Cos φ1*Cos θ ; 功率向量图如下:

φ1 是电压V与电流基波I1RMS之间的相量差;

θ是电流失真角;

可见功率因数 (PF) 由电流失真系数 ( K ) 和基波电压、基波电流相移因数( Cos φ1) 决定。Cos φ1低，则表示用电电器设备的无功功率大，设备利用率低，导线、变压器绕组损耗大。同时，K值低，则表示输入电流谐波分量大，将造成输入电流波形畸变，对电网造成污染，严重时，对三相四线制供电，还会造成中线电位偏移，致使用电电器设备损坏。

由于常规整流装置常使用非线性器件（如可控硅、二极管），整流器件的导通角小于180o，从而产生大量谐波电流成份，而谐波电流成份不做功，只有基波电流成份做功。所以相移因数(Cos φ1)和电流失真系数（K）相比，输入电流失真系数（K）对供电线路功率因数 (PF) 的影响更大。

为了提高供电线路功率因数，保护用电设备，世界上许多国家和相关国际组织制定出相应的技术标准，以限制谐波电流含量。如：IEC555-2， IEC61000-3-2，EN 60555-2等标准，它们规定了允许产生的最大谐波电流。我国于1994年也颁布了《电能质量公用电网谐波》标准（GB/T14549-93）。

二, PF与总谐波失真系数（THD: Total Harmonic Distortion）的关系

三.功率因数校正实现方法

由功率因数: P.F.=Cos φ*K = 1可知，要提高功率因数，有两个途径：

1.使输入电压、输入电流同相位。此时Cos φ =1, 所以PF=K

2.使输入电流正弦化。即I RMS=I1RMS（谐波为零），有I1RMS/IRMS=1 , 即

P.F.=Cos φ*K = 1

从而实现功率因数校正。利用功率因数校正技术可以使交流输入电流波形完全跟踪交流输入电压波形，使输入电流波形呈纯正弦波，并且和输入电压同相位，此时整流器的负载可等效为纯电阻，所以有的地方又把功率因数校正电路叫做电阻仿真器.

四, 有源功率因数校正方法分类

1．按有源功率因数校正电路结构分

（1）降压式：因噪声大，滤波困难，功率开关管上电压应力大，控制驱动电平浮动，很少被采用。

（2）升/降压式：需用二个功率开关管，有一个功率开关管的驱动控制信号浮动，电路复杂，较少采用。

（3）反激式：输出与输入隔离，输出电压可以任意选择，采用简单电压型控制，适用于

150W以下功率的应用场合。

（4）升压式（boost）：简单电流型控制，PF值高，总谐波失真（THD）小，效率高，但是输出电压高于输入电压。适用于75W~2000W功率范围的应用场合，应用最为广泛。它具有以下优点：

?1电路中的电感L适用于电流型控制。

?2由于升压型APFC的预调整作用在输出电容器C上保持高电压，所以电容器C体积小、储能大。

?3在整个交流输入电压变化范围内能保持很高的功率因数。

?4输入电流连续，并且在APFC开关瞬间输入电流小，易于EMI滤波。

?5升压电感L能阻止快速的电压、电流瞬变，提高了电路工作可靠性。

UC3854, L4981是一种工作于平均电流的的升压型（boost）APFC电路，它的峰值开关电流近似等于输入电流，是目前使用最广泛的APFC电路。

2．按输入电流的控制原理分

（1）平均电流型：工作频率固定，输入电流连续（CCM），波形图如图1（a）所示。TI的UC3854, ST的L4981就工作在平均电流控制方式。一般用于输出功率Po > 400~500W 的大功率场合 .

这种控制方式的优点是：

?1恒频控制。

?2工作在电感电流连续状态，开关管电流有效值小、EMI滤波器体积小。

?3能抑制开关噪声。

?4输入电流波形失真小。

主要缺点是：

?1控制电路复杂。

?2需用乘法器和除法器。

?3需检测电感电流。

?4需电流控制环路。

（2）滞后电流型。工作频率可变，电流达到滞后带内发生功率开关通与断操作，使输入电流上升、下降。电流波形平均值取决于电感输入电流，波形图如图1（b）所示。一般用于输出功率200W < Po < 400W 的中等功率场合.

（3）峰值电流型。工作频率变化，电流不连续（DCM），工作波形图如图1（c）所示。一般用于输出功率Po < 250W 的小功率场合.

DCM采用跟随器方法具有电路简单、易于实现的优点，但存在以下缺点：

功率因数和输入电压V in与输出电压V O的比值Vin/Vo有关。即当V in变化时，功率因数PF 值也将发生变化，同时输入电流波形随Vin/Vo的加大而THD变大。

开关管的峰值电流大（在相同容量情况下，DCM中通过开关器件的峰值电流为 CCM的两倍），从而导致开关管损耗增加。所以在大功率APFC电路中，常采用CCM方式。

（4）电压控制型。工作频率固定，电流不连续，工作波形图如图1（d）所示。

五, PFC的工作原理

六, PFC的实际设计及应用

下面以TI/UNITRODE 的UC3854; ST的L4981, L6561/L6562 为例进行讲解.

A. 先以 TI / UNITRODE的UC3854为例进行说明.

>>> UC3854 的特性:

● Control Boost PWM to 0.99 Power Factor ●升压脉冲宽度调制,功率因数可达0.99 ● Limit Line Current Distortion To <5% ●市电电流谐波可达<5%

● World-Wide Operation Without Switches ●宽市电电压, 不需选择开关

● Feed-Forward Line Regulation ●前馈市电调节

● Average Current-Mode Control ●平均电流控制

● Low Noise Sensitivity ●低噪音敏感性

● Low Start-Up Supply Current ●低启动工作电流

● Fixed-Frequency PWM Drive ●固定的PWM驱动频率

● Low-Offset Analog Multiplier/Divider ●低偏置电压的模拟乘/除法器

● 1A Totem-Pole Gate Driver ● 1A 图腾柱门极驱动

● Precision Voltage Reference ●精确的电压参考

>>> UC3854的功能描述:

它可以进行电源的功率因数校正, 防止电源从正弦电压市电吸取非正弦的电流, 充分利用从市电吸收的电流, 减小电流谐波. 为了达到这些功能, UC3854 包含:

● a voltage amplifier ●一个电压放大器

● an analog multiplier/divider ●一个模拟乘/除法器

● a current amplifier ●一个电流放大器

● a fixed-frequency PWM ●一个固定频率的PWM

另外, 它还有:

● a power MOSFET compatible gate driver ●一个与MOSFET兼容的门极驱动

● 7.5V reference ● 7.5V 电压参考

● line anticipator ●市电预期

● load-enable comparator ●负载使能比较器

● low-supply detector ●低电压侦测

● over-current comparator ●过流比较器

UC3854 利用平均电流控制方法, 跟峰值电流控制不一样的是, 平均电流控制可以精准的保持市电电流为正弦波, 并且不需要斜率补偿, 最小限度的对市电瞬态噪音作反应.

它的高电压参考和大的震荡幅值可以减小对噪音的敏感度, 工作频率可达200KHz. 可用在单相和三相电源, 市电电压从75V到 275V, 频率从50Hz到 400Hz的范围. 为了减小工作所需能量,UC3854有低启动电流的特点.

>>>UC3854的引脚功能:

引脚号引脚符

号

引脚功能

1 GND 接地端，器件内部电压均以此端电压为基准

2 PKLMT 峰值限定端，其阈值电压为零伏与芯片外检测电阻负端相连，可与芯片内接基准电压的电阻相连，使

峰值电流比较器反向端电位补偿至零

3 CA out 电流误差放大器输出端，对输入总线电流进行检测，并向脉冲宽度调制器发出电流校正信号的宽带运

放输出

4 Isense 电流检测信号接至电流放大器反向输入端，4引脚电压应高于-0.5V（因采用二极管对地保护）

5 Mult. out 乘法放大器的输出和电流误差放大器的同相输入端

6 I AC乘法器的前馈交流输入端，与B端相连，(6)引脚的设定电压为6V，通过外接电阻与整流输出电压的

正端相连.

7 V A out 误差电压放大器的输出电压，这个信号又与乘法器A端相连，但若低于1V乘法器便无输出

8 V RMS前馈总线有效值电压端，与跟输入线电压有效值成正比的电阻相连时，可对线电压的变化进行补偿

9 V REF基准电压输出端，可对外围电路提供10mA的驱动电流

10 ENA 允许比较器输入端，不用时与+5V电压相连

11 Vsense 电压误差放大器反相输入端，在芯片外与反馈网络相连，或通过分压网络与功率因数校正器输出端相

连

12 Rset 12端信号与地接入不同的电阻，用来调节振荡器的输出和乘法器的最大输出

13 SS 软启动端，与误差放大器同相端相连

14 C T接对地电容器C T，作为振荡器的定时电容

15 Vcc 正电源阈值为10V～16V

16 GT DRV PWM信号的图腾输出端，外接MOSFET管的栅极，该电压被钳位在15V

>>>UC3854 的控制方法:

在APFC电路中，整流桥后面的滤波电容器移到了整个电路的输出端（见图2、图4中的电解电容C），这是因为V in应保持半正弦的波形，而V out需要保持稳定。

电路采用平均电流控制方式，通过调节电流信号的平均幅度来控制输出电压。整流线电压和电压误差放大器的输出相乘，建立了电流参考信号，这样，这个电流参考信号就具有输入电压的波形，同时，也具有输出电压的平均幅值。PFC的模拟控制方法简单直接。

从图3所示的UC3854工作框图中可以看到，它有一个乘法器和除法器，它的输出为，而C为前馈电压V S的平方，之所以要除C是为了保证在高功率因数的条件下，使APFC的输入功率P i不随输入电压Vin的变化而变化。工作原理分析、推导如下：

乘法器的输出为

式中：Km表示乘法器的增益因子。

Kin表示输入脉动电压缩小的比例因子。

电流控制环按照Vin和电流检测电阻Ro（参见图2）建立了I in。

K i表示V in的衰减倍数

将式（3）代入式（4）后有

如果PF=1 效率η=1有

由（6）可知：当Ve固定时，Pi、Po将随V2in的变化而变化。而如果利用除法器，将Vin除以一个

可见在保证提高功率因数的前提下，V e恒定情况下，P i、P o不随V in的变化而变化。即通过输入电压前馈技术和乘法器、除法器后，可以使控制电路的环路增益不受输入电压V in变化的影响，容易实现全输入电压范围内的正常工作，并可使整个电路具有良好的动态响应和负载调整特性。电流参考Im=K*Vin*Ve/V2RMS, Im 与Vin,Ve成正比, 与V RMS成反比.

在实际应用中需要加以注意：前馈电压中任何100 Hz纹波进入乘法器都会和电压误差放大器中的纹波叠加在一起，不但会增加波形失真，而且还会影响功率因数的提高。

前馈电路中前馈电容C f（图2、图4中的Cf）的取值大小也会影响功率因数。如果C f太小，则不能滤去市电上的噪音, 使功率因数会降低; 而C f过大，前馈延迟又较大。当电网电压变化剧烈时，会造成输出电压的过冲或欠冲，所以C f的取值应折中考虑。

设计时, 需要注意以下失真:

1. 输入失真 (Input Distortion Sources). 前馈电压纹波要小, 就需要一个截止频率小的一次滤波. 但也要考虑到对输入电压的响应速度, 二次滤波是一个较好的选择, 并且二次滤波会对高次谐波产生180度的相移,使输入电流和电压保持同相位. 见下图的Rff1,Cff1, Rff2, Cff

2.

设计误差放大器EA的补偿要兼顾电压回路的稳定性和反应速度. 下图的补偿线路Cvf, Rvf可以对市电频率二次谐波很好的衰减, 提供最大的带宽和45度的相位裕度.

2. 尖头失真 (Cusp Distortion).

尖头失真发生在输入交流电压过零时,

要求的电流信号大于实际的电流. 这时

输入电压很小,当开关管导通时,加在电

感两端的电压很小, 使电流不能快速的

上升. 这样输入电流会落后于需要的电

流一段时间2Y, 当电流升到所要求的电

流时, 控制回路才进行正常的操作, 使实

际电流与所须电流保持一致.

尖头失真时间2Y跟电感的大小有关.

较小的电感可以提高电流的跟踪能力,

减小失真, 但会加大纹波电流. 一般尖

头失真产生的谐波成份较小, 且大多数为高次谐波. 这个问提可以通过足够高的开关频率来解决.

>>>UC3854的功能结构解说

左上有一个欠压锁定比较器和一个使能比较器, 它们同时为真/高时芯片开始工作.

电压误差放大器的反相端接在11脚, 叫Vsense, 用来侦测输出电压, 然后与7.5V的参考电压比较, 进行误差放大; 接在它两端的二极管只是表达了内部线路的功能而不是实际情况, 可以把它看成理想的二极管; 它的同相端在正常工作时接在7.5V的内部参考电压, 它还可通过外接电

容作为软启动(Soft Start)用; 这种软启动可以让输出电压达到正常电压点之前, 电压控制回路工作; 并消除启动时的过冲(overshoot).

电压误差放大器的输出V EA连在UC3854的pin7, 同时它也是乗法器的输入; 乗法器的另外一个输入为pin6, I AC, 它是从输入整流过来的, 作为希望的电流的形状; 它的电压为6V,输入电流信号.

前馈信号为pin8,Vff, 它的值平方后到除法器的输入. Pin12的Iset也输入到乘/除法器, 用来限制输出电流的最大值.

乘/除法器的输出电流为Imo, 它流出pin5, 同时它也是电流误差放大器的同相端输入. 它的反相端输入连在pin4, Isense. 电流误差放大器的输出连在PWM比较器上, 与pin14,Ct, 上的振荡斜坡进行比较, 产生PWM, 同时与比较器一起通过RS触发器, 驱动大电流输出pin16. 输出电压内部钳位在15V, 防范MOSFET门极过驱.

Pin2, PK LMT, 是峰值电流限制, 当它的电压低于0V时, 它可以把输出门极驱动拉低OFF. 参考电压7.5V的输出接pin9, 输入接Vcc/pin15.

>>>UC3854实战设计演习

下面以一个250Watts 的升压PFC为例, 对于更低或更高功率的PFC, 线路都差不多, 只是功率部分作一些调整, 但方法一样.

PFC 规格:

最大输出功率: 250Watts

输入电压范围: 80~270Vac

市电频率范围: 47~65Hz

这种宽输入电压范围几乎在世界各地都可用, 升压型的PFC输出电压必须大于最高输入电压的峰值再加上5%~10% 的建议值, 这里选择Vo=400V DC.

开关频率:

开关频率的选择总的来说有些武断. 开关频率高可以减小PFC的尺寸大小, 提高功率密度, 减小失真; 但频率太高会增大开关耗损, 影响效率. 在大多数应用中, 20KHz~300KHz的开关频率是一个较好的折衷. 本例选用100KHz的开关频率, 在尺寸大小和效率之间妥协, 这样电感的感量大小合理, 尖头失真小, 电感的物理尺寸小, MOSFET 和 BOOST DIODE 上的功率耗损也不会过多. 在更高功率的PFC中, 降低开关频率可以降低开关耗损. 在高频开关中, MOSFET/IGBT 的导通缓冲器(Turn-on snubber ) 可以有效的减小损耗, 提高效率; 在CCM 中, 选用较小trr的Boost Diode 也可以有效的减小损耗, 提高效率.

电感的选择:

电感决定了输入电流纹波的大小, 它的感量由规定的电流纹波给出. 电感感量大小的选择从正弦输入电流的peak 值开始. 最大的peak电流发生在最小输入电压的peak点:

I Line(pk)=(√2*P)/Vin RMS(min)

比如在本例中标I Line(pk)=(√2*250)/80= 4.42 Amp, 在Vin RMS(min)=80Vac 时.

最大的纹波电流发生在duty cycle 为50%, 升压比为M=Vo/Vin=2时, 电感纹波峰值电流对计算所需要的输入滤波衰减很重要.

电感电流的纹波峰-峰值通常选择在最大市电电流峰值的20%. 这多少有些武断, 因为它一般并不是高频纹波的最大值. 如果再增加纹波电流的值, 会让APFC工作在DCM, 增大滤波器来对输入纹波电流进行衰减.

电感值可以从低市电电压的整流峰值电压时的峰值电流, 这时的Duty Cycle 和开关频率得到, 公式如下:

D=(Vo-Vin)/Vo

L=(Vin*D)/(Fs* ? I)

这里? I 为电感电流的纹波峰-峰值; Fs 为开关频率.

在本例250Watts的PFC中, D=(400-80x1.414)/400=0.71 ;

? I = 4.42Amp * 20%~=0.9Amp ;

L= (80*1.414*0.71)/(100*103*0.9)=0.89mH ;

为了方便, 电感的值向上选为1mH.

高频的纹波电流叠加在市电电流的峰值上, 所以电感的峰值电流为市电峰值电流加上纹波电流峰-峰值的1/2. 电感必须能处理这种电流. 本例中为 4.42Amp * 1.1 ~=5Amp. 峰值电流限制(PK LMT)再加10%, 为5.5Amp.

输出电容:

决定输出电容选择的因数有: 开关频率纹波电流, 二次谐波纹波电流, 直流输出电压, 输出电压纹波, 维持时间( hold-up time ).

流过输出电容的总电流是开关频率纹波电流和市电二次谐波纹波电流的方均根值(RMS). 被选择作为输出电容的电解电容有一个等效串联电阻( ESR, Equivalent Series Resistance ), 它的大小随频率而变化, 一般来讲频率越低, ESR越大. 电容所能处理的电流一般由它的温升来决定, 但一般不需要计算它的准确温升, 只要计算它由高频纹波电流和低频纹波电流产生的温升并把它们加起来就足够了. 电容的data sheet 会提供所需的ESR和温升信息.

输出维持时间( hold-up time ) 经常支配着输出电容选择的其它考虑. 输出维持时间指切断输入电压后, 输出电压还能维持在规格范围内的时间. 典型值一般为15~50毫秒( millisecond ). 对于Vo=400V DC的off-line 电源来讲, 1~2μF每瓦就可以满足这个要求. 在本例250W中, 输出电容为450μF. 如果没有维持时间的要求, 输出电容就可以很小了, 大概0.2μF每瓦, 在这种情况下, 纹波电流和纹波电压为主要的考虑.

输出维持时间( hold-up time ) 是输出电容储存的能量, 负载功率, 输出电压, 负载正常工作的最小工作电压来决定的. 它可以表达为:

Co=(2*Pout* ? T) / [Vo2-Vo2(min)]

这里Co为输出电容; Pout为负载功率; ? T 为输出维持时间;

Vo输出电压 ; Vo(min) 为负载正常工作的最小工作电压.

对于本例Pout=250W, ? T=64mS, Vo=400V, Vo(min)=300V 可得出 Co=450 μF

开关管和二极管:

开关管和二极管必须要有足够的额度来保证可靠的运行. 开关管的额定电流必须大于电感上电流的最大峰值, 对于二极管也是一样的. 升压二极管的trr必须足够小来减少开关管开通瞬间的耗损, 同时使二极管的损耗减小. 开关管和二极管必须要有一定的降额, 使之有一定的裕度.

比如本例中选用快速, 高电压的二极管, trr 为35nS, 耐压600Vdc, 正向电流额度8A. 开关管MOSFET耐压500Vdc, 电流额度23Adc. 开关管的相当一部分开关耗损来自于二极管的反

向恢复电流, 在MOSFET开通瞬间, 通过它的电流为负载电流加上二极管的反向恢复电流.

在本例的二极管选用快速的高压二极管; 开关管选用较大的等级, 使它可以承受较大的峰值道

通耗损. 使用导通缓冲器可以减小MOSFET,选用稍慢的diode.

为了减小diode trr, 可以采用两个300V的高速二极管串联的方法, 并上高阻值的电阻来保持电压平衡. 或采用没有trr的碳晶二极管, 但价格较贵.

电流侦测:

有两个方法进行电流侦测: 1. 地的回路上放一个电流侦测电阻; 2. 使用两个电流变压器.

使用侦测电阻的方法最便宜, 对于较小功率(电流) 很适合. 当电流(功率) 增大时, 电阻耗损加大, 这时更适合使用电流变压器. 这种方法需要两个电流变压器, 一个侦测开关管电流, 一个侦测二极管电流, 来产生平均电流控制需要的电感电流模拟信号.

可以定义电流变压器的输出电压为正或负. 在负电压定义中, UC3854 pin2的峰值电流限制

更容易实现.

一般选择1V的电阻压降, 既可以有较好的抗噪音能力, 又不会太大而影响效率.

峰值电流限制:

当瞬间的电流大于限定值时, pin2 电压拉到低于0V, 来把开关管关断. 它的值由简单的从Vref 到电流侦测电阻负压的分压产生. 决定Ipk 的公式为:

Vrs= ( Vref * Rpk2 ) / Rpk1

这里, Vrs 为电流侦测电阻Rs在电流峰值限制时的电压 ( Vrs = I PKLMT * Rs );

Vref 为UC3854内部的7.5V参考电压; Rpk1, Rpk2 为电阻分压器.

一般选择流过Rpk2 的电流大约为1mA.

本例的电流峰值限制为 5.4Amps, Vrs=5.4Amps * 0.25 ohm = 1.35V

选择Rpk1 为10Kohm, 则

Rpk2 = ( Vrs * Rpk1 ) / Vref = (1.35V * 10Kohm) / 7.5 V = 1.8Kohm

一个小的电容 Cpk, 470pF 加在 PKLMT (pin2) 和地之间, 来增加低市电输入时的噪音免疫能力, 同时也轻微的增大了电流峰值限制IPKLMT.

乘法器的设置:

乘法器/ 除法器是PFC的核心. 乘法器的输出规划了电流回路, 控制输入电流, 使之有很高的功率因数, 于是它描述了市电输入电流的信号, 并作为参考信号与实际的电流信号比较放大. 乘法器线路必须从输入信号开始, 有三个输入信号: 1. 规划的电流信号 Iac (pin6); 2. 前馈电压Vff (pin8); 3. 电压误差放大器的输出 Vvea (pin7). 乘法器的输出为Imo (pin5) .

它们之间的关系为:

Imo = [ Km * Iac * ( Vvea -1 ) ] / Vff 2 ;

其中 Km 是一个乘法器的常数, 等于1.

前馈电压:

Vff 是平方线路的输入, UC3854 平方线路的Vff 工作范为是1.4V 到 4.5V. 它的内部有一个钳位电路, 当输入大于4.5V时, 能钳位在4.5V. Vff 输入电压有三个分压电阻, Rff1, Rff2, Rff3 和两个电容 Cff1, Cff2. 从二次滤波出来的直流电压与输入半波正弦电压的平均值成正比. 半波正弦电压的平均值是有效值(RMS)的0.9; 如果输入电压为270Vac(RMS), 那么平均值为: 270Vac(RMS) * 0.9 = 243Vdc(av) , 峰值为: 270Vac(RMS) * 1.414 = 382 V(pk).

在设计时, 最低输入电压所对应的Vff 应该大于1.4V. 一次滤波点电压大约为7.5V.

输入电流:

输入的电流信号来自于输入电压和电阻Rac. 乘法器对大电流有很好的线性度. 建议的最大电流为0.6mA. 0.6mA=Vin(max)*1.414/ Rac ? Rac= 636Kohm; 取620Kohm. 为了保证在电压过零时可以正确的工作, 需要一个偏置电流, 且电压为6V. 这样连到Vref的电阻

Rb1=Rac/4.

乘法器最大的输出电流发生在市电最小时的峰值电压, Imo可以从公式 Imo = [ Km * Iac * ( Vvea -1 ) ] / Vff 2中计算. Iac= Vin(min)*1.414/ Rac= 80* 1.414/ 620Kohm = 182uA;

Vff2=2V; Vvea=5 V ( 下文有说明). 可得到最大的乘法器输出电流为365uA. 最大的乘法器输出电流同时被Iset限制, Imo不可以大于3.75V/Rset , ? Rset< 3.75V/ 365uA =

10.27Kohm. 选Rset=10Kohm.

乘法器输出电流比须和电感电流信号相加来让电压反馈回路闭合. Rmo, 一个从乘法器输出到电流侦测电阻的电阻, 就起到这个相加的功能. 本例的电感电流限定为5.6Amp, 电流侦测电阻为0.25ohm.--> 电流侦测电阻的峰值电压为1.4V. 于是求和电阻为: Rmo=1.4V/365uA=

3.84K; 选Rmo: 3.9K.

振荡频率:

振荡的冲电电流为Iset, Iset 由Rset 来决定. 振荡频率由冲电电流和计时电容来决定. 计时电容可以由公式得到: Ct=1.25 / ( Rset * Fs )

本例Rset=10Kohm, Fs=100KHz, ? Ct = 1.25nF.

电流误差放大器补偿:

为了稳定, 电流回路必须要有补偿. 由升压电感和电流侦测电阻形成一个极点, 控制输入电流的公式为: Vrs / Vcea = ( Vout * Rs ) / ( Vs * sL )

这里, Vrs : 电流电流侦测电阻两端的电压; Vcea: 电流误差放大器的输出电压; Vout: DC输出电压; Rs: 电流侦测电阻( 对于电流变压器, Rs/N ) ; Vs: 振荡器的幅值; sL: 升压电感的阻抗, 亦为jwL.

电流误差放大器的补偿在开关频率附近提供平的增益; 在低频时提供一个零点,使放大器有较

大的增益. 开关频率附近的增益的决定要满足: 开关管关断时, 电感电流的下降斜率和振荡器的下降斜率匹配.这两个信号是PWM比较器的输入.

电感电流的下降斜率单位为Amp/Sec; di/dt = (Vout- Vin )/ L; 最大值发生在输入电压为零的时候, 为 Vout / L; 这时在电流侦测电阻上的斜率为( Vout * Rs ) / L (对于电流变压器来讲为Vout*Rs/NL) . 这个斜率乘以在开关频率时的放大器增益, 对于正确的电流补偿回路来讲, 必

须等于振荡器的下降斜率. 如果开关频率时的放大器增益太大, 会使它的下降斜率大于振荡器的下降斜率, 进入不稳定状态. 这种不稳定状态就会发生在输入电压的尖头, 随着电压的

上升, 不稳定状态消失.

从上面的公式乘以电流放大器的增益, 使它等于1, 得到回路的转折频率:

Fci = ( Vout * Rs * Rcz ) / ( Vs * 2πL * Rci )

这里, Fci: 为电流回路的转折频率; Rcz/Rci: 为电流误差放大器的增益.

在本例中, 输出电压为400Vdc, 电感为1mH,?电感电流下降斜率为400mA每微秒 (uS) , 电流侦测电阻为0.25ohm, 所以输入到电流误差放大器的电压斜率为100mV每微秒(uS).

uC3854的振荡器电压峰-峰值为5.2V, 频率为100KHz, ?斜率为0.52V每微秒(uS).

所以在开关频率附近的电流放大器增益为: 0.52V/100mV=5.2 ;

对于输入电阻为Rci = 3.9Kohm来讲, Rcz=5.2 * Rci= 20Kohm .

电流回路转折频率, Fci=(400x0.25x20)/(5.2x2πx1x10-3x3.9)=15.9KHz

在电流回路的零点放置必需在或小于转折频率Fci; 如果在转折频率频率上, 相位裕度为45度; 如果小于转折频率, 相位裕度会更大. 45度的相位裕度有很好的稳定性, 很低的过冲, 很好的容忍元件公差. 零点放在转折频率Fci时, 电容Ccz在此频率下的阻抗必须等于电阻值Rcz; 公式为: Ccz = 1 / ( 2π * Fci * Rcz )

在本例中, Rcz = 20Kohm; Fci = 15.9KHz ? Ccz = 0.501 x 10-9 = 501 pF ; 选择 620pF 使之有更大的相位裕度.

通常在开关频率附近, 加一个极点在电流误差放大器上, 可以减小对噪音的敏感性. 如果极点的位置大于开关频率的一半, 它不会影响控制回路的频率响应.

在本例中选用Ccp=62pF, 极点出现的位置

1/(2π *Rcz*Ccp) = 1/ (2π x 20Kohm x 62pF ) = 128KHz; 大于开关频率. 所以可以用一个更大的电容, 但本例已经足够抑制噪音的干扰.

电压误差放大补偿:

为了稳定性, 电压回路必须补偿. 但是相对于开关频率来讲, 电压回路的带宽很小, 故电压回路比稳定性考虑更多的是降低输入失真. 回路的带宽必须足够低来衰减在输出电容上的市电频率二次谐波.

设计电压误差放大补偿的第一步是算输出电容上的纹波峰值, 它的二次谐波峰值为:

Vopk = Pin / ( 2π * Fr * Co * Vo )

这里Vopk : 为输出纹波电压的峰值 ( 峰-峰值则是这个电压乘以2); Fr: 纹波频率, 它是输入电压频率的二次谐波; Co: 输出电容值; Vo: 输出电压值.

本例中: Vopk = 250 / ( 2 x 3.14 x 120 x 450 x 10-6 x 400 ) = 1.84Vpk

下一步决定纹波电压对于整个的失真的贡献度, 这个决定基于转换器的规格. 本例规定3%的THD, 分配到它的上面为0.75%THD; 这意味着误差放大器的输出电压纹波限制在1.5% . 误差放大器的有效输出范围为1V~5V, 即?Vvea = 4V. 所以在误差放大器输出上的电压纹波为Vvea(pk) = % ripple * ?Vvea = 1.5% x 4V = 60mV.

误差放大器在二次谐波频率时的增益为上面两个值相除, Gva = 60 mV / 1.84 Vpk = 0.0326.

下一步选择Rvi 多少有点含糊, 它的值要足够小, 使得放大器的输入偏置电流不会对输出产生太大的影响; 又要足够大, 使在它上面的功耗小. 本例511Kohm的电阻上的耗损为300mW. 反馈电容 Cvf 设定了在二次谐波时的增益, Gva = Zcvf / Rvi = [1/ (2π*Fr* Cvf ) ] / Rvi ?

Cvf = 1/ (2π*Fr*Rvi*Gva)

本例中Cvf = 1/ ( 2x 3.14x 120 x 511x 103 x 0.0326 ) = 0.08 x 10-6 F = 0.08uF. 选择

Cvf=0.047uF 增加一点点失真, 相位裕度更好.

输出电压值的设定由分压电阻Rvi 和Rvd决定, (Vo-Vref)/Vref = Rvi/Rvd ?

Rvd = Rvi * Vref / ( Vo-Vref )

本例中Rvd = 511K * 7.5 V/ ( 390V-7.5V) = 10Kohm. 也可以在Rvd上并一个414Kohm, 使输出电压为400Vdc

Rvd 对交流信号没有影响, 它只影响直流输出电压值的设定.

电压误差放大器的极点频率可以通过设定整个电压回路增益为1来得到. 电压回路的增益是误差放大器EA的增益和升压增益的乘积, 它可以通过输入功率来表达.

由 Pin=Vo* (?Vvea*Gbst)/Xco ?

Gbst = ( Pin * Xco ) / ( Vo * ?Vvea )

这里, Gbst : 升压增益, 包含乘法器,除法器, 平方; Pin: 输入平均功率 ;

Xco: 输出电容阻抗; ?Vvea:误差放大器输出电压范围; Vo: 输出直流电压

电压误差放大器的增益为: Gva = Xcf / Rvi

这里, Gva: 电压误差放大器的增益; Xcf: 反馈电容的阻抗; Rvi: 输入阻抗.

整个电压增益Gv=Gbst * Gva

Gv = ( Pin * Xco * Xcf ) / ( ?Vvea * Vo * Rvi )

注意到有两项和频率f 有关, Xco, Xcf. 这个函数有二次斜坡, -40dB per decade. 把

Xco= 1/ (2π*f * Co) 和 Xcf = 1/ (2π*f * Cvf) 代入上式, 令Gv=1, 得到,

Fvi2 = Pin / [?Vvea * Vo * Rvi * Co * Cvf * ( 2 π)2]

在本例中, Fvi2=250/ [4 x 400 x 511 x 103 x 450 x 10-6 x 0.047 x 10-6 x (2 π)2] = 366.4 ?

Fvi=19.14Hz

Rcf 的值设置为: Rcf = 1 / (2 π*Fvi * Cvf)

本例, Rcf = 1 / ( 2π x 19.14 x 0.047 x 10-6 ) = 177Kohm, 选择174Kohm

前馈电压滤波电容:

输入到乘法器的二次谐波的比例会在交流输入上产生同样比例的三次谐波. 前馈电压分压器上的电容( Cff1, Cff2) 可以衰减从整流输入电压来的纹波电压, 它的二次谐波纹波是输入交流电压的66.2% . 所要求的衰减, 或滤波器的增益, 是允许的三次谐波分量除以输入到分压器的66.2%. 本例中的谐波分量1.5% 要求的衰减为: Gff = 1.5 / 66.2 = 0.0227

建议的分压器实行二次滤波, 它可以快速的对市电电压有效值 ( RMS) 的变化进行反应. 一般会快6倍. 这两个极点放在同一个频率点, 整个滤波器的增益是两个滤波器的增益相乘, 也就是每个滤波器的增益是整个滤波器增益的平方根. 在本例中, 每个滤波器的增益为 0.0227 的平方根0.15 对于截止频率来说, 存在同样的关系. 这些是简单的极点, 它的截止频率是每一部分的增益乘以输出纹波频率.

Fc = √Gff * Fr

这里, Fc:每个滤波器的截止频率(cutoff frequency); Fr: 纹波频率 120Hz;

本例, Fc = 0.15 x 120 = 18 Hz

截止频率可以用来计算滤波器的电容, 因为截止频率时的电容阻抗等于负载电阻的阻抗. 以下两个公式可以用来计算滤波电容值:

Cff1 = 1 / ( 2π * Fp * Rff2 )

Cff2 = 1 / ( 2π * Fp * Rff3 )

在本例中, Rff2=91Kohm, Rff3=20Kohm. 于是,

Cff1 = 1 / ( 2π x 18 x 91 x 103 ) = 0.1 μF ;

Cff2 = 1 / ( 2π x 18 x 20 x 103 ) = 0.44 μF ; 选择Cff2=0.47 μF

一个主动式功率因数校正线路的设计就基本完成了, 下面总结一下相关的设计计算流程.