PWM逆变电源双环控制技术研究

华中科技大学

硕士学位论文

PWM逆变电源双环控制技术研究

姓名：何俊

申请学位级别：硕士

专业：电力电子与电力传动

指导教师：彭力

20070209

摘要

逆变器作为UPS系统的核心部分，要求它能够输出高质量的电压波形，尤其是在非线性负载情况下仍能够得到接近正弦的输出波形，因此各种各样的逆变器波形控制技术得以发展。其中瞬时值反馈控制技术是根据当前误差对逆变器输出波形进行有效

的实时控制，如果控制器设计合理，则既可以保证系统具有较好的稳态性能，同时可

以保证系统具有较快的响应速度。本文主要研究内容是PWM逆变电源电流内环电压外环双环控制技术，对逆变器双环控制进行了理论分析，并结合仿真和实验对其控制

性能进行了深入的研究。

基于状态空间平均法给出了PWM逆变器的传递函数形式和状态方程形式的数学模型，详细分析了死区效应、过调制和非线性负载对单相全桥逆变器输出电压的影响，指出减小输出阻抗是增强系统非线性负载适应能力的合理方案。

分析比较了电感电流内环电压外环和电容电流内环电压外环两种双环控制方式，

提出了带负载电流前馈补偿的电感电流内环电压外环双环控制方式，重点研究了逆变器电容电流内环电压外环双环控制。依据电流内环所采用调节器的不同，分别讨论了

电流内环采用P调节器、电压外环为PI调节器和电流内环、电压外环均为PI调节器两种双环控制方式。采用极点配置的方法设计控制器参数，在闭环系统配置相同的阻

尼比和自然频率的前提下对两种双环控制方式进行仿真比较。仿真结果表明电流内环和电压外环均采用PI调节器的逆变器双环控制方式能够达到较好的动、静态特性，

特别是其非线性负载带载能力较强；电流内环采用P调节器、电压外环为PI调节器的逆变器双环控制方式稳态性能较好，但其抗非线性负载扰动能力不及电流内环和电压外环均采用PI调节器的双环控制方式，理论分析和仿真结果表明增大双环控制系

统的期望自然频率可以改善系统的抗非线性负载扰动能力。

基于理论分析和计算，在一台样机上进行电容电流内环电压外环的双环模拟控制

实验，实验结果与理论分析相符。

关键词：PWM逆变器双环控制极点配置模拟控制

Abstract

As the key part of the UPS(Uninterruptible Power Supply) system, inverters are required to get high quality output voltage waveform. To achieve nearly sinusoidal output voltage even with nonlinear loads, many waveform correction techniques have been proposed. Since the instantaneous feedback control technique is a real-time control method according to the current error of output waveform, once the controller is designed properly, it could achieve nice static characteristics with good dynamic response. The dissertation focuses on the research for dual loop control technique with instantaneous voltage and current feedback for PWM inverters. Both dynamic and static characteristics are analysed by simulations and experiments.

Based on the state-space averaging and linearization technique, the mathematical model is given in form of transfer function and state equations. The influence of dead-time, over-modulation and nonlinear loads on output voltage in single-phase full-bridge inverters is analyzed in detail. The method which reduces equivalent output impedance of the close loop system to eliminate the disturbance of nonlinear load is reasonable.

The voltage and current dual loop control system is divided into inductor current feedback and capacitor current feedback. Both of them are analysed and compared in the paper, the dual loop control with inductor current feedback and load current forward feed compensation included. The dual loop control with capacitor current feedback is applied in the following simulation and experiment by analog method. Depending on the difference of controller for the current loop, the dual loop control is classified into two methods: current loop using P controller with voltage loop using PI controller（Dual loop PI-P control）and both current loop and voltage loop using PI controller（Dual loop PI-PI control）. Controller parameters are obtained with pole assignment technique in the condition that both dual loop PI-P control system and dual loop PI-PI control system have the same desired damping ratio and nature frequency. The simulink results show that dual loop PI-PI control technique for inverters could get nice static characteristic and well dynamic response. It could get high quality output waveforms even with nonlinear load. Dual loop PI-P control inverters

have nice static characteristic with linear load, but it is not superior to the dual loop PI-PI control technique in characteristic with nonlinear load. Analysis and simulink comparison present that the characteristic with linear load could get better when the system has higher desired nature frequency.

Based on the theoretic analysis and calculation for the control parameters, a single phase inverter applying dual loop analog control technique with output voltage and capacitor current feedback is researched in the paper. The experiment results which accord with theoretic analysis are presented.

Keywords：PWM inverter；dual loop control；pole assignment；analog control

独创性声明

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及取得的研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体，均已在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律效果由本人承担。

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1 绪论

1.1 电力电子技术概述

电力电子技术是一门使用电力电子器件，通过电力电子变换电路及相应的控制理

论，实现对电能的高效变换和控制的技术。电力电子技术包括电力电子器件、变流电

路和控制电路三个部分，其中以电力电子器件的制造技术为核心技术。电力电子技术

是电力、电子、控制三大电气工程技术领域之间的交叉学科。随着科学技术的发展，

电力电子技术又与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等许多领域密切

相关。目前，电力电子技术已逐渐成为一门多学科互相渗透的综合性技术学科[1]~[6]。

电力电子技术在世界范围内已有较长的发展历史，由于它对生产的明显作用，如

优化性能和节能等，世界各国都很重视这一技术，因而发展速度很快。至1980年，传统的电力电子器件已由普通晶闸管衍生出了快速晶闸管、逆导晶闸管、双向晶闸管，同时各类SCR的性能也有很大改善。

80年代以来，微电子技术与电力电子技术在各自发展的基础上相结合而产生了一

代高频化、全控型的功率集成器件，从而使电力电子技术进入了新的发展阶段。目前

电力电力技术正朝着高频化、模块化、多功能化、控制技术数字化方向发展。

在电力电子应用中，逆变电源其用途最为普遍。通常我们把将直流电变成交流电

的过程叫做逆变，完成逆变功能的电路称为逆变电路，而实现逆变过程的装置叫做逆

变器。若按直流电源的性质来分类，逆变器可分为电压型逆变器和电流型逆变器。

在电压型逆变器中，直流电源是蓄电池或由交流整流后经大电容滤波形成的电压源。电压源的交流内阻抗近似为零，桥臂输出电压为幅值等于输入电压的方波电压。

为了使电感性负载的无功能量能回馈到电源，必须在功率开关两端反并联二极管。

在电流型逆变器中，直流电源是交流整流后经大电感滤波形成的电流源。电流源

的交流内阻抗近似为无穷大，桥臂输出电流为幅值等于输入电流的方波电流。为承受

负载感应电势加在功率开关上的反向电压降，必须在功率开关上串联二极管。

若按输出端相数分类，逆变器可分为单相逆变器和三相逆变器。其中单相逆变器

按结构又可分为半桥逆变器和全桥逆变器。单相半桥逆变电路是所有复杂逆变电路的

基本组成单元。三相逆变器又可以分为三相三线制输出逆变器和三相四线制逆变器。

目前逆变器主要用于两类工业功率控制装置中：一是恒压恒频逆变器，主要用于UPS电源、航空机载电源和机车辅助电源等应用场合。这是一种在负载或直流电源在一定范围内波动时，能保持输出为恒定电压和恒定频率的交流正弦波的电源装置，简

称CVCF逆变器。二是变压变频逆变器，主要用于交流调速系统中。这是一种可获得

所需要的电压、电流和频率的交流变压变频装置，简称VVVF逆变器。

1.2 PWM逆变电源波形控制技术

电力电子控制策略的发展体现在各种控制理论和控制思想的尝试和应用中。而波

形控制技术一直是PWM逆变器领域的研究热点，多年的研究产生了种较多的控制方案，主要有以下几种：

（1）单闭环控制

单环控制最典型的是比例-积分（PI）控制，其概念清晰，鲁棒性强，是工程实际中应用最广的一类控制器，它同样也可以用于逆变器波形控制。由于空载的PWM逆变器近似于一个临界振荡环节，积分控制又增加了相位滞后，所以为了保证闭环系统

稳定，对控制器比例必须有所限制。因此，PI控制的快速性虽相对均值反馈有较大改善，但仍是有限的，系统对非线性负载扰动的抑制能力不强。

单环PID在一定程度上改善了单环PI控制的动态特性[7][8]，但其与PI控制一样无法实现对正弦指令的无静差跟踪。实际应用中通常在PI控制基础上增设均值反馈以保证稳态精度[9]。

（2）双闭环控制

单闭环控制在抵抗负载扰动方面存在比较大的缺点，因为只有当负载扰动在输出

电压波形上体现输出来，控制器才开始有反应，所以其抗负载扰动性能欠佳。因此，

可以在PWM逆变器的电压单环基础上增设电流内环，利用电流内环快速、及时的抗

扰动性来有效地抑制负载扰动对输出电压的影响[10]～ [15]。同时由于电流内环对原有控制对象的改造，电压外环的设计可以大大简化。

有关文献采用输出电压解耦使电流环得到满意的响应特性，对电感电流内环采用负载扰动补偿来抑制负载变化的影响，并且将几种电感电流内环和电容电流内环控制

方式作了对比，结果显示带负载扰动补偿的电感电流内环与电容电流内环均可以获得

较好的动、静态性能。双闭环控制的不足主要是电流内环为抑制非线性负载扰动，必

须具备足够高的带宽，才能获得满意的性能，这就对数字控制器的控制速度提出了很

高的要求。

（3）多变量状态反馈控制

从状态空间的角度看，单闭环系统性能不佳的原因可以解释为单纯的输出反馈无

法充分利用系统的状态信息。因此，将输出反馈改为状态反馈可以改善控制效果。状

态反馈波形控制系统需要构建两个或两个以上的状态反馈变量，在状态空间的概念上通过合理选择反馈增益矩阵来改变对象的动力学特性，以实现不同的控制效果。

状态反馈控制的最大优点是可以大大改善系统的动态品质，因为它可以任意配置闭环系统的极点。不过，由于建立逆变器状态模型时很难将负载的动态特性考虑在内，

所以在空载或假定阻性负载下设计的状态反馈控制，可能在负载变化时不稳定或者动态品质变差。文献中通常将状态反馈作为内环、其它的控制策略作为外环形成复合控

制方案，利用状态反馈改善逆变器空载阻尼比小、动态特性差的不足，与外环共同实

施对逆变器的波形校正[16]～ [21]。

（4）重复控制

重复控制的基本思想源于控制理论中的内模原理，内模原理是把作用于系统的外部信号的动力学模型植入控制器以构成高精度的反馈控制系统[22]～ [25]。由内模原理可知，除非针对每一种指令或扰动信号均设置一个正弦函数内模，否则无法实现无静差，重复控制利用“重复信号发生器”内模巧妙地解决了这一问题。重复控制系统框图如

图1.1所示。

()N Q z z-

()

S z()

P z N

重复控制采用数字方式实现。逆变器重复控制的目的是为了克服死区、非线性负载引起的输出波形周期性畸变。其基本思想是假定前一基波周期中出现的畸变将在下一基波周期的同一时间重复出现，控制器根据每个开关周期给定与反馈信号的误差来确定所需的校正信号，然后在下一基波周期同一时间将此信号叠加在原控制信号上，

图1.1 重复控制系统框图　

以消除以后各周期中将出现的重复性畸变。

重复控制能使逆变器获得较好的稳态输出波形，可以实现无静差控制效果。但是重复控制对于非周期性的扰动无法进行抑制，在负载突加突减的时候动态响应不够

好，通常与其它瞬时控制方案相结合以达到比较好的稳态和动态性能。

（5）无差拍控制

无差拍（Deadbeat）是数字控制特有的一种控制效果，它是在控制对象离散数学

模型的基础上，通过施加精确计算的控制量来使得被调量的偏差在一个采样周期时间

内得到纠正[26]～[27]。

无差拍控制有着非常快的动态响应，波形畸变率小，即使开关频率不是很高，也

能得到较好的输出波形品质；无差拍控制能够通过调节逆变桥的输出相位来补偿LC 滤波器的相位延时，使输出电压的相位与负载关系不大。

无差拍控制最大的缺点则是对精确数学模型的依赖，因为后者并不容易得到。另外，控制器为了达成在一个采样周期内消除误差的效果，往往采取非常剧烈的控制动

作，当理想模型与实际对象有差异时，这样做不仅达不到无差拍效果，反而会引起输

出电压的振荡，不利于逆变器的安全稳定运行。

（6）滑模变结构控制

滑模（Sliding Mode）变结构控制是一种非线性控制方法。它是利用某种不连续

的开关控制策略来强迫系统的状态变量沿着相平面中某一预先设计好的“滑动模态”

轨迹运动。滑模变结构控制的稳定性以及系统性能对参数变化和外部扰动不敏感，具

有较强的鲁棒性[28]～[32]。

但是滑模控制存在理想滑模切换面难以选取、控制效果受采样率的影响等弱点，

它还存在高频抖动现象且设计中需知道系统不确定性参数和扰动的界限，抖动使系统无法精确定位，测定系统不确定参数和扰动的界限则影响了系统鲁棒性进一步的发

挥。另外，滑模变结构控制必须以数字形式实现才能有更大的实用价值，而数字式滑

模变结构控制只有当采样频率足够高时才能实现较好的性能。

从上述控制方案可见，每一种控制方案有其特长，也存在某些问题，因此，一种

必然的发展趋势是各种控制方案互相渗透，取长补短，通过优势互补结合成复合的控

制方案。

1.3 本文主要研究内容

本文主要研究PWM逆变器的电流内环电压外环双闭环控制，其中电压外环一般

采用比例积分（PI）调节器，而电流内环则可采用比例积分调节器或比例（P）调节器。依据电流内环调节器的不同，本文分别讨论了逆变器双环PI-PI控制和双环PI-P 控制两种双环控制方式。

本文主要包括以下内容：

（1）给出了单相PWM逆变器连续时间的数学模型，在此基础上对逆变器开环

输出特性进行了分析,介绍了致使逆变器输出电压波形畸变的几种主要原因。

（2）分析了电容电流内环电压外环和电感电流内环电压外环这两种双环控制方

式，比较了各自在控制方法上的优点和不足之后，选取了电容电流内环电压外环控制。采用极点配置的方法设计PWM逆变器电流内环电压外环双闭环控制系统的控制器参数，分别对逆变器双环PI-PI控制和双环PI-P控制进行仿真，结果表明双环PI-PI控制能够达到较好的动、静态特性。在相同的期望极点配置时双环PI-PI控制的抗非线性负载扰动能力要强于双环PI-P控制，并从输出阻抗的角度进行了分析。通过加大逆变器双环PI-P控制系统的期望自然频率，可以改善其非线性负载带载能力。

（3）针对逆变器双环PI-PI控制和双环PI-P控制，在一台11kW逆变电源上进行实验，给出了实验结果，并对实验结果进行了分析和比较。

2 PWM逆变器的控制模型分析

2.1 引言

本章针对单相PWM逆变器建立了系统的数学模型,同时分析了影响单相PWM逆变器性能的因素,为后续章节的分析设计提供了理论依据。

2.2 SPWM单相全桥逆变器的数学模型

2.2.1 逆变器主电路结构

图2.1为单相全桥逆变电源的主电路原理图，图中滤波电感L与滤波电容C构成低通滤波器，r为考虑滤波电感L的等效串联电阻、死区效应、开关管导通压降、线

路电阻等逆变器中各种阻尼因素的综合等效电阻。Ud为直流母线电压，u1为逆变桥输出电压，u0为逆变器输出电压，i l为滤波电感电流，i0为负载电流。

图2.1 单相全桥逆变器的主电路原理图

2.2.2 平均状态空间模型

将开关管T1、T2、T3、T4视为理想器件, 其通断控制用相应的开关函数S来描述：

1 1 S ?=?

-?T1,T4导通，T2,T3关断T2,T3导通，T1,T4关断

（2-1）

在SPWM 调制下，若不考虑死区，T1和T4控制信号相同,T2和T3控制信号相同,T1和T2控制信号互补。因而1u 为一双极性脉冲电压，它与直流输入的关系为：

u SU =（2-2）

状态空间方方程的列写形式与所选状态变量有关，

根据控制方案的特点可以选择

不同的状态变量来推导状态空间模型。这里选择电容电压u 0和电感电流i 1作为状态变量，可得状态空间表达式如下：

0010111100110u u C u i C i i r L L

L ??

??????-?????

???=++??????????????

??--????

&（2-3）

[]

0110u y i ??=????

（2-4）

由于逆变器主电路中各功率开关管都工作于“开”和“关”两种状态，逆变器本质上是一个非线性系统，而开关管在一个开关周期中的开通或关断期间是连续的，且电路中其它部分又始终工作在连续这一个状态，

因此逆变器分别处于两个线性工作状

态，如果分段分别对这两个工作状态进行建模，则可以精确的列写出两种工作状态下的线性状态方程，这种问题在用经典理论分段线性化解决时，往往会过于繁杂或不现实。

对于这种非线性系统，工程应用中通常采用状态空间平均法[33]～[35]

。它是基于开

关频率远远高于逆变器输出频率和

LC 滤波器的截止频率的情况下，在一个开关周期内

可以用非连续变量的平均值代替其瞬时值，

从而得到线性化状态空间平均模型的一种

方法。用此方法建立的系统状态空间平均模型，可以方便地采用经典理论和方法进行分析[14]。PWM 逆变器的截止频率主要由输出

LC 滤波器的截止频率决定，LC 滤波器的

截止频率的确定相对于开关频率足够低，因此状态空间平均模型可以作为PWM 逆变

器的低频等效。

从上面的状态方程可知：PWM 逆变器处于不同开关状态下其状态方程各矩阵是相同的，为常系数矩阵，所以只需对不连续的非线性输入量1u 做平均处理，即可获得

逆变器的状态空间平均模型。

当SPWM 是线性调制，即SPWM 的调制比1m ≤，如图2.2所示：Ts 为采样周期，Ton 为开关管开通时间，Vcm 是三角载波幅值，sin Vrm t ω?是调制波，其幅值为Vrm 。

由三角形相似有：

sin 2Ts Ton Vcm Vrm t

Vcm

ω--?=

（2-5）

令调制比Vrm

m Vcm

=，设1u 为逆变桥输出电压在一个开关周期内的平均值，根据冲量等效原理有：

()1d d U U u Ts Ton Ts Ton ?=--（2-6）

将（2-5）带入（2-6）中可得：

1d U sin u m t

ω=??（2-7）

用逆变桥输出电压在一个开关周期内的平均值1u 代替状态方程（2-3）中的1u ,可

得到：

0010111100110u u C u i C i i r L L

L ?

?????-??

???

???=++??????????????

??--????

&&（2-8）

则式（2-8）与式（2-4）构成了单相PWM 逆变器的状态空间平均模型。若假设直流输入电压源

d U 恒定，功率开关管是理想的，开关频率与逆变器的输

出基波频率、LC 滤波器截止频率相比足够高，且不考虑死区，则逆变桥可以等效为一个恒定增益的放大器，这样可以得到逆变器的线性化模型。

图2.2 SPWM 线性调制原理图

由状态空间平均模型可以推导出双输入1()u s 和()o i s 同时作用时系统的

s 域输出

响应关系式如下：

10011022

()()

()()()()()()11io U s Ls r U s I s G s U s G s I s LCs rCs LCs rCs -+=+=?-?++++（2-9）

对应的方框图如下：

u 1

1/L

1/S

r/L

1/SC

u 0

---从状态空间平均模型和方框图中均可以知道：u 0随i 1变化时受到一个扰动量

i 0的

影响，而i 1随u 1变化时也受到u 0的影响，对i 1而言有一个扰动量就是u 0。

2.2.3 单相逆变器开环特性

从式（2-9）可知，开环时逆变器空载谐振频率

1/LC ω=，阻尼比2

r C L

ξ=

远

小于1，整个系统是一个阻尼很小的欠阻尼二阶系统，空载时其振荡剧烈，收敛速度慢，系统动态性能很差。

由于逆变器在空载运行时阻尼最小，振荡性剧烈，收敛速度最慢，控制难度最大，所以控制器设计往往针对空载来进行。在以上建立的模型中，等效阻尼电阻

r 很难通

过理论分析估计出来，通常采用频率响应实验法来获得。由于逆变器是一个最小相位的二阶系统，只需通过实验测量逆变器空载时的幅频特性，与二阶系统幅频特性曲线族对比确定阻尼比，进而推算出电阻

r 。

由式（2-9）可以看出，，逆变器输出电压由两部分构成，第一部分为输出电压对给定的响应，即逆变器空载输出电压；第二部分中的()io G s 相当于逆变器开环输出阻

抗。以一台单相逆变器为例，其主要参数如下：L=0.43mH ，C=140uF ，r=0.1Ω，逆

变器开环输出阻抗频率特性图如图

2.4所示：

图2.3 单相逆变器主电路原理框图

图2.4 逆变器开环输出阻抗Bode图

输出阻抗幅值在低频段随信号频率升高而增大，当逆变电源给负载供电时，负载

电流将在输出阻抗上形成压降。对非线性负载来说，谐波电流冲击大，其在输出阻抗

上产生比较大的压降引起输出电压畸变，这是非线性负载电流引起逆变电源电压波形畸变的内在原因。

2.3 PWM逆变器输出电压波形畸变原因

理想SPWM波形通常只含有载波频率及载波倍频附近的高次谐波，LC滤波器的转折频率通常选在开关频率的1/10左右，远远低于逆变器的开关频率，可将高次谐波基本衰减掉。因此对于由理想开关构成的SPWM逆变器在只带线性负载情况下，获得比较理想的正弦波输出并不困难。而实际应用中SPWM逆变器并非由理想开关器件构成，多种因素使得逆变器的输出电压不是标准的正弦波，致使其输出波形畸变的

主要因素有以下几种：

（1）死区效应及器件开通关断时间

（2）SPWM过调制

（3）非线性负载

2.3.1 死区效应

为了确保逆变器运行中上下桥臂不发生直通现象，通常在系统设计时要在开关转换过程中设置一个死区时间，在死区内上下管均无驱动脉冲，仅能通过并联在开关管

上的反向二极管续流。

当电感电流连续，相位滞后SPWM基波相位?时，死区引起的输出电压基波变化如图2.5所示：

图2.5 死区引起的输出电压基波变化

图中

v是理想PWM输出的基波分量，d v是死区引起的输出电压变化的基波分

量。由图可看出，死区使实际逆变器输出PWM波形与理想PWM波形之间存在差异，两者之差是一组包络线为正负对称方波、极性与电流方向相反、幅值为U d、宽度为死区时间T d的电压脉冲序列。

死区的存在影响输出电压的基波分量，基波幅值下降。当调制比越低，逆变器输

出电压与电流相位差越小时，死区造成的基波幅值下降越严重；同时死区还给输出电

压引入了谐波，对其进行傅立叶分解可得到低次谐波。理想的PWM波形除含有载波频率及载波的倍频附近的高次谐波外，低次谐波几乎不存在。而LC滤波器是按照滤除开关频率及以上频率的谐波设计的，它对由死区引入的低次谐波无法进行有效衰

减，造成了逆变器输出波形的畸变。当调制比降低，由于基波幅值随之下降，而谐波

幅值不变，谐波畸变量增加，波形畸变也越大。

为了克服死区的影响，可以采取各种补偿措施[36]～[40]。但这些死区补偿措施对非线性负载引起的输出电压波形畸变是无效的，不能代替波形控制技术，无法从根本上

解决问题。

2.3.2 SPWM 过调制

当SPWM 的调制比1m ≤，即Vrm Vcm ≤时，输出脉宽与正弦调制参考波大小成正比的，同时根据冲量等效原理知道，逆变桥输出电压平均值与正弦调制参考波大小成正比，因此可以认为逆变桥等效为一个线性放大的环节，调制比

m 在[0，1]范围为

线性调制区。当1m >，即Vrm Vcm >时，SPWM 在调制波波峰附近产生的脉冲宽度达到最大值，脉宽值不再与调制波采样值成正比，调节能力达到饱和，出现过调制现象，这时逆变桥的放大倍数是非线性的，从而在波顶处产生放大失真，导致逆变器输出端出现波形“削顶”，其中含有较大的低次谐波成份。当在设计逆变器系统时，如果调制比所留的裕量不够，一旦直流输入电压减小或者负载电流增大时，就很有可能出现SPWM

过调制现象，最终导致逆变器输出波形削顶失真。2.3.3 非线性负载

非线性负载是引起逆变电源输出电压畸变的主要原因。

由于非线性负载含有二极

管、可控硅等非线性元件，即使负载端所加的是标准正弦电压，负载电流仍会含有大量谐波。而逆变器的输出阻抗不可能为零，谐波电流在输出阻抗上会产生谐波压降，使得逆变器输出电压波形发生畸变。

R 0

C 0

i 0

u 0

L 0

典型的非线性负载如图

2.6所示，为了获得比较平直的电压，整流负载一般都接

有大电容，由于二极管的单向导电性，只有当逆变电源输出电压瞬时值高于负载电容时才有输出电流。二极管周期性的通断，整个电路的拓扑结构也在两者之间周期性的变化，出现了重复性的瞬态过程，逆变电源的输出电流则为一系列的尖顶窄脉冲波，典型情况下输出电压将出现消峰平顶的波形。

整流性负载使逆变器在一个周期内交替地处在带载与空载运行状况，

逆变器输出

图2.6 典型非线性负载

断续负载电流，断续负载电流中大量的谐波电流流经逆变器输出阻抗形成了谐波压

降，这是导致输出电压波形畸变的根本原因。

2.4 本章小结

本章首先建立了单相逆变器的平均状态空间数学模型,在此基础上对逆变器开环输出特性进行了分析,介绍了致使逆变器输出电压波形畸变的几种主要原因。并得出以下结论：

(1)逆变器的控制对象为一典型的二阶系统,其输出性能主要由LC滤波器和负载决定;

(2)由于逆变器的输出阻抗不为零,逆变器的输出端必然产生电压畸变;

(3)通过控制手段降低逆变器的输出阻抗，是一种改善逆变电源性能的有效方法。

3 PWM逆变器双环控制技术研究

3.1 引言

逆变器开环运行时，由于死区等多种因素造成输出波形畸变，而且开环运行时动

态性能很差，不能满足绝大部分实际应用场合的要求，因而采用瞬时闭环波形控制就

显得尤为重要了。在第一章中已经提到了常用的一些波形控制方法，均能对逆变器输

出波形畸变起到一定的抑制作用。单闭环在抵抗负载扰动方面不是很理想，因为只有

当负载扰动的影响最终在输出电压上表现出来以后，才能出现相应的误差信号激励调节器对输出进行调节。文献研究表明电压外环电流内环的双环控制方案是高性能逆变

电源波形控制的发展方向之一。双环控制方案的电流内环增大了逆变器控制系统的带宽，使得逆变器动态响应加快，对非线性负载扰动的适应能力加强，输出电压的谐波

含量减小。目前，这种基于电流内环的电压源逆变器波形控制技术越来越得到广泛的

应用。

依据内环电流反馈的不同，逆变器电压电流双环控制分为电容电流内环电压外环

和电感电流内环电压外环，本章对以上两种控制方法进行了分析比较[41]～[44]。本文中的双闭环控制结构，由外环电压调节器和内环电流调节器组成。外环电压调节器一般

采用比例-积分（PI）调节器，内环电流调节器可以采用比例-积分（PI）调节器或比例（P）调节器，采用极点配置方法设计系统控制器参数，并分别进行了仿真实验。

3.2 单相逆变器的双环控制

逆变器的双环控制分两类：一类是以滤波电容电流为内环被控量的电容电流内环

电压外环控制，一类是以滤波电感电流为内环被控量的电感电流内环电压外环控制。

在电压源逆变器中，以滤波电容电流作为内环反馈的应用也比较广泛，在这种控

制方法中，因电容电流被瞬时控制，使得输出电容电压被电容电流的微分作用提前得

到矫正，因而无论对线性还是非线性负载均有很好的动态抑制作用。但其缺点是采用

数字控制时无法做到逆变器的软件限流保护：因为如果在电容电流内环电压外环控制系统中增加电流限幅环节，只能限制电容电流大小，负载电流和电感电流完全不受其

约束，因而不能通过限流实施对逆变电源的保护。实际应用中可以采用数模混合的方法，即主控部分采用模拟控制，以电容电流作为内环反馈；限流等保护由数字控制来

实现。

图3.1 逆变器电容电流内环电压外环控制系统方框图　

单相PWM逆变器电容电流内环电压外环控制系统框图如图 3.1所示，电压给定信号与输出电压反馈信号比较得到电压误差，经过电压调节器G v产生电流给定信号u ir，u ir与电容电流反馈信号比较而得的电流误差信号经过电流调节器G i形成控制量u1，对逆变器实施控制。

以滤波电感电流作为内环反馈时，通过限制滤波电感电流即可实现逆变器的过流保护，但其对负载扰动的抑制能力不如电容电流控制方式。如图 3.2逆变器电感电流内环电压外环控制系统框图所示：

图3.2 逆变器电感电流内环电压外环控制系统方框图　

负载电流i0作为逆变器的外部扰动信号，处在电感电流内环环路之外，即内环路

对负载扰动毫无作用。另外从负反馈的角度来看，电容电流负反馈能够及时的补偿电

容电流，维持其幅值恒定，相当于增强了输出电压的稳定性。而电感电流负反馈有一

种维持电感电流幅值不变的趋势，系统加上负载时，维持电感电流恒定的结果只能是

任由负载从滤波电容中汲取电流，从而致使电容电压大幅降低。

为了改善系统的抗负载扰动性能，电感电流内环一般采用电感电流瞬时反馈控制