PCB天线与微带天线

天线是作无线电波的发射或接收用的一种金属装置。无线电通信、广播、电视、雷达、导航、电子对抗、遥感、射电天文等工程系统，凡是利用电磁波来传递信息的，都依靠天线来进行工作。此外，在用电磁波传送能量方面，非信号的能量辐射也需要天线。一般天线都具有可逆性，即同一副天线既可用作发射天线，也可用作接收天线。同一天线作为发射或接收的基本特性参数是相同的。这就是天线的互易定理。

射频天线设计

2.2 微带贴片天线

微带贴片天线是由贴在带有金属地板的介质基片上的辐射贴片导体所构成的,如图3 所示. 根据天线辐射特性的需要,可以设计贴片导体为各种形状. 通常贴片天线的辐射导体与金属地板距离为几十分之一波长,假设辐射电场沿导体的横向与纵向两个方向没有变化,仅沿约为半波长(λg/ 2) 的导体长度方向变化. 则微带贴片天线的辐射基本上是由贴片导体开路边沿的边缘场引起的,辐射方向基本确定,因此,一般适用于通讯方向变化不大的RFID 应用系统中. 为了提高天线的性能并考虑其通讯方向性问题,人们还提出了各种不同的微带缝隙天线,如文献[5,6]设计了一种工作在24 GHz 的单缝隙天线和5.9 GHz 的双缝隙天线,其辐射波为线极化波;文献[7,8]开发了一种圆极化缝隙耦合贴片天线,它是可以采用左旋圆极化和右旋圆极化来对

.

二进制数据中的‘1’和‘0’进行编码

图3 微带天线

2. 3 偶极子天线

在远距离耦合的RFID 应用系统中,最常用的是偶极子天线(又称对称振子天线) . 偶极子天线及其演化形式如图4 所示,其中偶极子天线由两段同样粗细和等长的直导线排成一条直线构成,信号从中间的两个端点馈入,在偶极子的两臂上

将产生一定的电流分布,这种电流分布就在天线周围空间激发起电磁场.利用麦克斯韦方程就可以求出其:

辐射场方程

式中Iz 为沿振子臂分布的电流,α为相位常数, r 是振子中点到观察点的距离,θ为振子轴到r 的夹角,l 为单个振子臂的长度. 同样,也可以得到天线的输入阻抗、输入回波损耗S11 、阻抗带宽和天线增益等等特 .

性参数

(a) 偶极子天线; (b) 折合振子天线;(c) 变形偶极子天线

当单个振子臂的长度l =λ/ 4 时(半波振子) ,输入阻抗的电抗分量为零,天线输入阻抗可视为一个纯电阻. 在忽略天线粗细的横向影响下,简单的偶极子天线设计可以取振子的长度l 为λ/ 4 的整数倍,如工作频率为2. 45 GHz 的半波偶极子天线,其长度约为6 cm.当要求偶极子天线有较大的输入阻抗时,可采用图4b的折合振子.

3 RFID 射频天线的设计

从RFID 技术原理和RFID 天线类型介绍上看,RFID 具体应用的关键在于RFID 天线的特点和性能.目前线圈型天线的实现技术很成熟,虽然都已广泛地应用在如身份识别、货物标签等RFID 应用系统中,但是对于那些要求频率高、信息量大、工作距离和方向不确定的RFID 应用场合,采用线圈型天线则难以设计实现相应的性能指标. 同样,如果采用微带贴片天线的话,由于实现工艺较复杂,成本较高,一时还无法被低成本的RFID 应用系统所选择. 偶极子天线具有辐射能力较强、制造简单和成本低等优点,且可以设计成适用于全方向通讯的RFID 应用系统,因此,下面我们来具体设计一个工作于2. 45 GHz (国际工业医疗研究自由频段) 的RFID 偶极子天线.

半波偶极子天线模型如图4a 所示. 天线采用铜材料(电导率:5.8e7 s/ m ,磁导率:1) ,位于充满空气的立方体中心. 在立方体外表面设定辐射吸收边界. 输入信号由天线中心处馈入,也就是RFID 芯片的所在位置. 对于2. 45 GHz 的工作频率其半波长度约为61mm（利用公式波长，波的传播速度，以及频率的关系λf=v）,设偶极子天线臂宽w 为1 mm ,且无限薄,由于天线臂宽的影响,要求实际的半波偶极子天线长度为57mm. 在Ansoft HFSS 工具平台上, 采用有限元算法对该天线进行仿真,获得的输入回波损耗S11 分布图如图5a 所示,辐射场E 面(即最大辐射方向和电场矢量所在的平面) 方向图如图5b 所示. 天线输入阻抗约为72 Ω ,电压驻波比(VSWR) 小于2.0 时的阻抗带宽为14. 3 % ,天线增益为1.8.

图5 偶极子天线

(a) 回波损耗S11 ; (b) 辐射方向图

从图5b 可以看到在天线轴方向上,天线几乎无辐射. 如果此时读写器处于该方向上,应答器将不会做出任何反应. 为了获得全方位辐射的天线以克服该缺点,可以对天线做适当的变形,如在将偶极子天线臂末端垂直方向上延长λ/ 4 成图4c 所示. 这样天线总长度修改为(57. 0 mm + 2 ×28. 5 mm) ,天线臂宽仍然为1 mm. 天线臂延长λ/ 4 后,整个天线谐振于1 个波长,而非原来的半个波长. 这就使得天线的输入阻抗大大地增加,仿真计算结果约为2 kΩ. 其输入回波损耗S11如图6a 所示. 图6b 为E 面(天线平面) 上的辐射场方向图,其中实线为仿真结果,黑点为实际样品测量数据,两者结果较为吻合说明了该设计是正确的. 从图6b 可以看到在原来弱辐射的方向上得到了很大的改善,其辐射已经近似为全方向的了. 电压驻波比

( VSWR)小于2. 0 时的阻抗带宽为12.2 % ,增益为1.4 ,对于大部分RFID 应用系统,该偶极子天线可以满足要求.

宽带无线通信的天线设计

许多无线服务供应商采用SDMA技术对可用频谱进行优化利用，在360度覆盖区域内它一般被限制在三个区间。但采用多束天线系统，其覆盖的区间可被增加至多达48个。因系统的波束成型网络可重复利用可用频率并降低了干扰，所以，对无线网络服务区域来说，它可服务更多用户且具有更好的服务质量。

该系统可在多个方向长距离传输数据、语音和视频信号且不需中继站。这样，就把网络的运营成本降至最低且显著提升了可靠性、质量并增加了用户数。用长距离(高增益)窄束定向天线取代短距离(低增益)全向天线。通常，长距离天线会增加单一方向上的用户数，但不允许其它方向上的用户使用该系统。本文建议的系统通过采用既可同时又可顺序重复利用高增益窄束天线的多束技术解决了该问题，该技术有效实现了全向天线的球面型覆盖范围从而显著增加了各个方向的用户数。采用频率再用技术可进一步增加容量。

多束系统是基于相控阵天线和ElectromagneTIc TECHNOLOGIES Industries(ETI, https://www.360docs.net/doc/b31954645.html,)公

司开发的Optibeam专有波束成型网络的硬件方案。因该硬件方案不需要软件编程和外接电源，所以很适合恶劣环境使用。

这里讨论的多束天线系统的主要部件是天线和波束成型网络。天线包含诸如偶极子或贴片(patch)天线等小的天线元素，它们被组合成阵列。波束成型器为全部天线贴片提供所需的信号相位用以在各方向上生成波束。多束天线系统为得到期望的性能，两种要素的设计参数都很关键。

在本文讨论的系统内采用的天线基于组成矩阵的贴片天线。贴片天线以经过验证的微带高频印刷电路技术为基础。在这样一个矩阵安排中采用贴片部件的优点有：体积小、制造成本低、重量轻、易于安装且可靠性高。根据期望的电磁辐射方向，把不同信号幅值和相位的激励馈送至每个贴片。辐射部件的不同相位会与天线远场结合以形成窄束。本文所论述的天线被设计成线性相控阵天线系统，其中，各贴片间等距并在整个矩阵采用递进相移技术。

每个贴片的间距被保持为中心频点波长的一半(λ/2)。贴片的中心线被初选为馈送点，但馈送点的实际准确位置是由用高频矢量网络分析仪(VNA)进行的对输入反射的测量结果实施经验化处理决定的。除馈送点外，为在相关的频率范围内获得小于1.50:1的电压驻波比(VSWR)，还对每个贴片的形状进行了仔细选择。为改进感兴趣频率范围内的性能，馈送点选得比中心点略高。该贴片天线部件的其它设计参数包括：谐振频率=3.7GHz；基板高=0.030英寸；基板电介常数=2.2 ；贴片天线长=1.575英寸；贴片天线宽=0.710英寸；馈送点位置略高于贴片中心点；极化=垂直。

许多贴片天线都是在单一电介质基板上以线性方式对贴片元素进行排列以分别获得15度的方位束宽和7

度的垂直束宽。四束天线设计需要最少四个贴片天线部件。采用本建议技术的四束系统被设计成具有26dB 天线增益、前-后比率高于30dB、副瓣水平20dB(小于主瓣水平)等指标。采用商用微波VNA对一个四束天线设计的性能进行了测量，采用的全扫频范围是2.0 到4.5 GHz、结果显示在图1中。天线系统的工作范围在3.2 到4.2 GHz、VSWR小于1.50:1。

波束成型器设计

波束成型器是由无源微波器件组成的复杂网络。它用于在天线和系统收发器间提供所需的相位和幅值。波束成型网络从天线矩阵形成波束，并采用无需机械运动的电控方式控制波束方向。可通过采用对天线元素和相关电气元件的时间或频率域分析来设计这样一种电控波束成型网络。对论及的多束天线系统，在设计用于宽带应用的波束成型网络时采用的是频域分析。

为最小化RF信号损耗并保持诸如相位和幅值等信号属性，一般要将波束成型网络紧挨着天线组件放置或将其整合进天线组件。在本例中，波束成型器被挨着天线放置并采用相位匹配电缆匹配跨接矩阵的相位(图2)。这些相位匹配电缆在期望的频带范围提供±1度的相位匹配精度。每36英寸电缆长度贡献的插入损耗小于0.5 dB。

在本例中，波束成型器的设计采用了组合了正交耦合子、微波混合和相移器等技术以实现在60度区间内产生四个波束的相位要求。可利用完全对称的90度混合接合以实现矢量增加来生成预期的相位权重。借助其与生俱来的阻抗转换能力并通过把匹配变换器的使用最少化来减小整个插入损耗，从而可将该混合整合进组件。

为展示该设计方法，设计了一个用于3.4到3.6GHz频段的四束天线波束成型器。用安捷伦(Aglient)科技的N5230A矢量网络分析仪对其性能进行了测量，N5230A在工作时与同样来自安捷伦的也工作在3.4到

3.6GHz范围的U3042A多口测试装置连接。图3、图4和图5显示的是基于该设计方法的典型八波束波束成型网络的结果。

在3.4到3.6GHz频段的开放环境对多束天线系统的辐射模式进行了测量。采用相位匹配RF电缆连接波束成型器与天线。波束成型器的输入端口接3.440、3.480、3.520和3.580GHz这四个不同的中心频率、每个频道的带宽是7MHz。测试所用的RF功率是+5dBm，来自天线和波束成型器的联合接收功率的测量是利用频谱分析仪在距离200m处进行的。接收到信号的功率在以200ｍ为半径的圆周每隔1.0度测量一次，其中把四束天线作为圆周中心。图７显示了该实际辐射样式。图６也给出了采用MATLAB 软件模拟得到的理论辐射样式。

基于对制造四束天线系统的分析可以看出，有可能采用六个这样的天线系统提供全360度无线通信覆盖范围。多束天线技术潜在的应用领域是微波接入全球互通(WiMAX)和蜂窝网络。该方法可极大增加此类通信网络的用户容量和频谱效率。

诸如本文讨论的基于SDMA的多束天线系统通过频率再用可极大增加通信网络的容量和吞吐率。该设计方法简捷明白且借助商用测试设备在户外环境对其性能进行了验证。实测结果与得自MATLAB软件模拟的结果吻合得相当好。

能捕捉GPS/WLAN信号的天线设计

本文讨论的高增益、多频段天线设计虽然尺寸小、重量轻，却能接收和发射GPS和WLAN信号，并且能够覆盖WLAN的三个频段。

对于尺寸小的天线而言，通常无法获得高增益。但是在卫星通信应用中，天线却必须设计得小而轻，并且能够提供波束成型、宽频带及极化纯度。在用于多频段全球定位系统(GPS)和无线局域网(WLAN)的天线设计中，设计出一个带有极化分集和高增益且寸小、重量轻的天线是可能的。

例如，对于GPS应用，可能要求一根天线能同时处理1.226GHz的低频段和1.575GHz的高频段。对于IEEE 802.11a/b/g WLAN应用，天线必须在2.4GHZ和5GHz的两个频段上工作，并且带宽必须支持11 Mbps和54 Mbps的数据速率。其它应用还包括已规划的1.8GHz 和2.25GHz频段的空军卫星系统。对于一根覆盖多个无线频段的单个天线而言，还应该考虑将1.8GHz 至2.1GHz的覆盖范围用于第三代(3G)蜂窝系统。

对于一个成功的天线设计来说，极化是一个重要特性。对于空间应用，通常使用圆形极化(CP)，如右旋圆极化(RHCP)或左旋圆极化(LHCP)，用于发射、接收及同一频谱范围内的复用，以增加系统容量。尽管大多数WLAN系统要求线性极化，但最终圆形极化的使用会变成移动系统的优势。

某些理论上的限制决定了天线在提供所需的增益和带宽时能够做到多小。对于基于空间(卫星)的应用，要求天线与一定的波形系数相适配，该天线极化方向为圆形极化，工作在1.8GHz的上行链路(卫星的接收频率)和2.25GHz的下行链路(卫星的发射频率)上。波束成形能力也是一个关键要求，它允许卫星在不同位置和角度保持通信。天线必须足够坚固，以便能够经受冲击和振动、温度环境(温度变化范围通常在?40℃至+70℃之间)和功率闪烁冲击。设计考虑了几种选择，包括螺旋式天线、四叶螺旋式天线(QFHA)以及各种微带贴片结构。初始分析和电磁(EM)软件仿真结果体现了在较小物理尺寸上实现所需性能的困难程度。

在考虑了几种非传统的方法之后，环状辐射体技术被选作可能的解决方案。相对于其它方案而言，该方案采用谐振结构来有效地加长了辐射电流的通路长度(实现高增益)，而天线却减小了25%至35%。该技术能够满足波形系数要求，而且能实现比尺寸更大的微带贴片天线或谐振腔式螺旋天线更高的增益。

与用于微带贴片天线的更易于理解的设计和分析方法来比，环状天线的设计和分析需要非常的经验设计(和经验推测)。值得庆幸的是，通过执行详细的初始设计和分析过程，并且仔细研究EM仿真结果，可以减少环状天线的设计风险，而不管它的复杂程度。

在一个简单的矩形贴片天线中，可以把贴片两端的两个槽口当作辐射源，间隔大约为二分之一波长。如果其中的每个槽口的长度约为二分之一波长，则可获得2.1dBi增益。任何作为二元阵列工作的这样的两个天线，在理论上都可以提供额外3dB的增益。因此，一个简单的贴片天线应该可以实现5.1dBi增益。经过一些改进之后，甚至可能获得更好的增益或波形图，这取决于接地平面类型或谐振模式。

对于环状天线，可以设计成多谐结构，这些谐振器可以被隔开，也可以耦合，以适用于多频或宽频场合。通过对各次模进行相位调整，使它们以预定的方式工作，这样，在适当方向的远场，通过相位的叠加和相消，就可以实现高增益和波束成形。在大多数情况下，这些结构可能实现9dBic的增益(理论值)和17%的带宽。理论上，对应于分别为1.50:1, 2.0:1和3.0:1的电压驻波比(VSWR)，可以相应实现15%、20%和30%的带宽。遗憾的是，不可能找到一种能够满足所有频率上的所需的物理和电气性能的系统设计方法。不过，通过一些努力，找到一种满足某些特定工作模式上的技术需求的设计方法是可能的。

图1给出了一个经过优化设计的天线的EM仿真预测扫频结果。该图显示了多个谐振点，不过并非所有的谐振点都用于卫星天线。最低的1.8GHz谐振点处的回波损耗优于13dB，而在2.25GHz的高谐振点，回波损耗优于17dB。如果结合各种因素，实现大约15%的10dB回波损耗带宽是可能的。这将是一个出色的且适合于许多用途的宽带天线。2.1GHz谐振点的回波损耗甚至更好，将近20dB。由于该天线的多谐振点，使得它能被用作为单个频点的宽带天线，也可适用于3个离散频率的场合。

图2给出了右旋圆极化(RHCP)天线的预测辐射方向图。在1.8GHz的低端谐振点，增益约为5.5dBic(图2的左上角)，而其顶点处的轴比约为13dB(图2的左下角)。在2.25GHz的高端谐振点，增益大约为8dBic(图2的右上角)，在该频率上，轴比约为12dB(图2的右下角)。

图3显示天线环上的表面电流密度的仿真结果。与预期相一致，最高电流密度(红色，表示这种构造的辐射机制)出现在边缘部分。顶部插图为上部环在2.25 GHz的高端谐振点的仿真结果，而底部插图则是下部环在此谐振点的仿真结果。辐射机制在低端谐振点处稍微有些变化，该点的增益要低一点，不过这可以根据卫星链路预算进行优化补偿。

从侧视图(图4)上，可以观察到使用同轴输入连接器的天线辐射结构。天线周围的大框限定的范围是EM仿真程序的常规仿真区域，其中，被仿真的设备被限定在有限的边界(框)内。合理选择这个外围边界，使其对天线性能的影响减到最小。

根据上述这些分析和仿真，制造出了几个天线，其中两个如图5所示(左图为天线A，而右图为天线B)。这些天线基本上都一次性满足了所有电气方面的要求和空间质量要求，这在很大程度上归功于良好的设计过程控制、仿真和验证的广泛使用以及卓越的机械设计和加工经验。

图6显示了天线A和天线B的回波损耗，其频响曲线与图1中期望的仿真结果非常相近。仿真和实际硬件之间的差异可能由于实验室中一些调整所引起，尽管这些调整很小。所测的两个天线的辐射图和增益如图7所示。其中，图7的左上部分和左下部分是天线A分别在1.8 GHz和2.25 GHz的测量结果，而图7的右上部分和右下部分则分别是天线B分别在1.8 GHz和2.25 GHz的测量结果。每个辐射图都包括0、45、90和135度方位图截面。注意这些所测辐射图与图2中的仿真结果的相似之处。测量的后瓣性能与仿真相似，不过并没有对所有天线都进行测量。

除了“常规”的天线要求之外，卫星有效载荷在发射前的地面测试中，还需要一个通道来测试卫星上部机舱内的通信链路，并且在不向上部机舱辐射的条件下，提供与卫星有效载荷的通信。最终，要求天线在非常靠近卫星的各种其它子系统的条件下有效地工作，包括太阳能电池阵列板。为了提供一种方法，使天线不往上部机舱中辐射，而又提供一个与天线通信的通道，需要一些特殊的考虑。考虑过使用波导的方法，但是结构上却无法实现。对各种天线盒和天线帽进行EM仿真以确定截止特性和热点，最终开发出一种将滤波器和天线结合在一起的设计方案，称作为“滤波天线”。

这种新设计的部分难点在于腔内或波导中存在天线谐振。在经历了一些不成功的实验之后，将滤波器理论和天线理论结合在一起，并对耦合谐振器模型进行仔细优化，用来设计滤波天线。该设计包括一个类似盖子的天线帽，其对滤波损耗的影响最小(图8)，增加这个帽只是为了测试(在卫星应用中并不需要)。EM仿真结果显示，谐振点的位置非常敏感，其位置随着所加天线帽的位置而变化，特别是低端谐振点。回波损耗和插入损耗的仿真结果如图9所示，而图10则显示了测试出来的双端口插入损耗(上半部分)和双端口回

波损耗(下半部分)。除了实验室中为了改进低边带的回波损耗而进行的某些调节后的测量之外，仿真数据和测量数据极其一致。图11显示了滤波天线的仿真EM场的侧视图，以及端口间的耦合机制。

本设计还适用于另外两个用途，一个是作为双频Wi-Fi天线，适用于目前正处热点的频率为2.4 GHz和5 GHz的IEEE 802.11a/b/g WLAN，另一个则适用于双频GPS。图12显示了Wi-Fi天线的仿真结果，图中

显示了线性极化设计的高增益，但是该设计要求在低端增加带宽，以满足2.4 GHz的IEEE 802.11g的要求。而双频GPS天线的仿真性能与测试数据一致，在此没有给出。

设计中还包括退化振荡模结构的设计，这种设计支持两种非常接近且具有90度相移的模。实际上，整个天线设计都是根据这一设计来优化的。即便是天线在幅度特性和相位特性检验完成型之后，为了能够映射天线的场，它仍然是有用的。通过以光学方式映射场向量并将其与仿真结果进行比较，则将使得调整各次模的相位变为可能。这种工具会进一步减少天线工程设计中的推测工作。这种设计工具目前已经可以得到，但迄今为止，对于实际设计而言成本仍然过高。

LTE无线系统的天线技术分析

多输入、多输出(MIMO)空间分集天线配置专门针对3GPP长期演进技术(LTE)移动通信系统而设计。实际上，LTE系统规定了三类天线技术：MIMO、波束成形和分集方法。对提升信号鲁棒性、实现LTE系统能

力来说，这三种技术都非常关键。理解这些不同天线技术是如何工作的，将对采用这些方法的测试系统有帮助。

图1对各种天线技术进行了简单描述。每种技术的名称显示出系统的发射器和接收器是如何接入无线信道的。具有单个发射器和单个接收器的单输入、单输出(SISO)方法是最基本的无线信道接入模式。

多输入、单输出(MISO)模式略复杂些，它采用两或多个发射天线和一个接收天线。在MISO系统(通常也被称为发射分集系统)，相同数据被送至两个发射天线，但数据经过了编码以使接收器能辨认出数据来自哪个发射器。发射分集使信号具有更强的衰减抵抗力，并且能低信噪比(SNR)条件下改进性能。该技术不直接增加数据速率，但它以更低功耗支持现有速率。可借助来自接收器对指示相位均衡和各天线功率的反馈来强化发射分集。

单输入、多输出(SIMO)方法(也常被称为接收分集技术)采用一个发射天线和两或多个接收天线。与发射分集方法一样，它也很适合工作在低SNR条件下，当采用两个接收器时，理论上可实现3dB 增益。因为只发射一个数据流，所以数据速率不变。

MIMO方法要求两或多个发射天线和两或多个接收天线。该模式并非MISO和SIMO的简单叠加，因为多个数据流在相同频率和时间被同时发射，所以充分利用了无线信道内不同路径的优势。MIMO系统内的接收器数必须不少于被发射的数据流数。请注意，不要混淆了被发射的数据流数与发射天线数。例如，在发射分集(MISO)的场合中，有两个发射天线，但只有一个发射流。

把SIMO叠加在MISO上不会得到MIMO系统，即使叠加后存在两个发射和接收天线。系统内，发射器数比拟被发射的数据流数多总是可能的，但反之不然。若N个数据流通过少于N个的发射天线发射，则无论有多少接收器，数据都不会被完全解扰。不借助空间分集的数据流交叠只会产生干扰。但如果N个数据流在空间上最少分发给N个天线，则在无线信道内的交叉干扰和噪声足够低，以至不会造成数据丢失的情况下，N个接收器就可完全重构原始数据流。

对MIMO操作来说，出自每个天线的发射都必须具有唯一身份以便各接收器能确定它所接收到的都是哪些发射组合。身份识别一般是借助先导信号完成的，该信号对每一天线都采用正交模式。在这种情况下，对无线信道的空间分集使MIMO有可能增加数据速率。

MIMO的一个基本形态是为每个天线分配一个数据流(图2)。然后信道将两个发射进行混合，这样，就接收器来看，每个天线收到的是各个数据流的组合。解码接收到的信号需要技巧，其中接收器分析表征每个发射器的样式以确定它代表哪些组合。采用反向滤波器并累加接收到的数据流将重构原始数据。

MIMO的一个更先进形式包括特殊的预编码以把发射与信道的Eigen模式匹配起来。该优化将把每一待发数据流分送至不止一个发射天线。为使该技术高效工作，发射器必须把握信道条件且在某种场合，这些条件必须由用户设备(UE)实时反馈回送。这种优化使系统更复杂，但可提升性能。

MIMO系统的理论增益是如下因素的函数：发射和接收天线的数量、射频衍播条件、发射器适应变化条件的能力以及SNR。理想情况是：无线信道内的路径是不相关的，就像是独立、物理上由电缆连接的通路且在发射器和接收器间没有交叉干扰。因这样的条件在现实空间几乎不存在，所以，在不指明环境条件的情况下，引用MIMO增益既没意义又不可能。理想条件下的MIMO增益更容易确定，对一个有两个同时数据流的2 × 2系统来说，双倍容量和数据速率都是可能的。

在高SNR、短视距条件下，MIMO技术性能最好。视距等同于信道交叉干扰，视距越长则提升增益的可能性越小。因此，MIMO特别适合一般来说具有多路径但视距有限的室内环境。

虽然图1中的简单描述并没明确MIMO系统内是否采用多个发射器和接收器，但图3所示的几个样例细节或许有助于解释不同的MIMO设置。第一种情况是单用户MIMO(SU-MIMO)系统，它是MIMO的最通用形态且可被用于无线系统的上行或下行链路。SU-MIMO的基本目标是增加针对一个用户的数据速率。当然，它也相应增加了蜂窝的容量。图3显示的是2×2 SU-MIMO系统的下行链路形式，其中，一个用户设备配有两个数据流。样例中，数据流被编码成红和蓝色；且在本例中，被进一步以这样一种方式进行了预编码：每个流在每个天线上用不同功率和相位进行表述。数据流的颜色在发射天线处改变，意味着给数据流的混合发信令。发射的信号在信道内被进一步混合。预编码的目的是针对无线信道的特性而对发射进行优化，以便当接收到信号时，可更容易地将其分割回原始数据流。

第二个例子是2×2多用户MIMO(MU-MIMO)，它只用于无线系统的上行链路。(MU MIMO，如在WiMAX 规范中描述的，被称为协同空间复用或协同MIMO；但LTE不采用该术语)。MU-MIMO不增加单一用户的数据速率，但的确会提供蜂窝容量增益，它相等或好于SU-MIMO所能提供的增益。在图3中，这两个数据流源自不同用户设备。两个发射器比单用户情况相隔更远，而缺少物理连接意味着没机会通过混合两个数据流来把编码优化至信道的Eigen模式。但，额外的空间隔离的确使基站更有机会——更具体地说就是无线接入网络中的演进型节点B(eNB)元素——把具有非关联路径的用户设备“撮合”在一起。这使得容量的可能增益最大化，这与天线靠近会引发问题的预编码SU MIMO情况不同，特别是在小于1GHz频率下。MU MIMO具有额外的重要优点：用户设备不需要两个发射器的开支和功耗，但蜂窝仍得益于增加的容量。为使MU MIMO的增益最大化，当用户设备被安装在基站时，必须对时间和功率很好地组织。

图3中的第三种情况是合作MIMO(Co-MIMO)。别把该名称与前述WiMAX的协同MIMO混在一起。

Co-MIMO在发射端牵涉两个独立实体。本例是下行链路情况，其中，两个eNB通过共享数据流“协同”对空间分离的天线进行预编码以实现最少与其中一个用户设备的优化通信。当该技术用于下行链路时，它有时被称为网络MIMO。当用户设备处在蜂窝边沿时，使用下行链路Co-MIMO具有最佳效能。在此，SNR 会最差，但无线路径将不相关，从而有很大潜力提升性能。

Co-MIMO也可被用于无线系统的上行链路，但因用户设备间没有共享数据流的物理连接，所以实现起来从根本上说更困难。用户设备间没有物理连接的上行链路Co-MIMO“陷落”为不采用预编码的MU MIMO。上行链路Co-MIMO还被称为虚拟MIMO。Co-MIMO不是用于LTE的3GPP Release 8的一部分，但正对其研究，从而有可能在Release 9或Release 10中成为可能的LTE加强。

与MIMO不同(它在无线信道呈现出没有相关发射器路径特征时，得到最高吞吐量)，波束成形会尝试关联以使发射器的发射模式直接倾向于接收器。它是通过对经校准的相阵天线施加少量时间延迟实现的。波束成形的效能随天线数而异。当仅有两个天线时，增益会小有增长，但若采用四个天线，则可能显著提升增益。

理论上，改变其预编码矩阵，可把MIMO系统变成波束成形系统。但实际上，必须考虑天线设计，且事情也并非如此简单。可把天线设计成相关或非相关的；例如，通过改变极化方向。但在设计天线时，若已针对相关或非相关模式对其实施了优化，则在这两种模式间的切换会有问题。