AB类与D类功放原理研究

AB 类与D 类功放原理对比性研究

作者：黄晓勇 吕伟 张晓明

摘要：本文主要讲述了AB 类功放的原理和D 类功放的原理，并对这两种功放进行了对比。

1.功率放大器概述

功率放大器的作用：用作放大电路的输出级，以驱动执行机构。如使扬声器发声、继电器动 作、仪表指针偏转等。

图1 扩音系统

功率放大器的主要指标：输出功率P O 、放大器效率η、总谐波失真THD、电源抑制比PSRR。

输出功率P O ： 功率放大器要输出足够大的功率P O 以推动负载工作，但是由于供电电源，

功放管的极限参数(I CM 、U CEM 、P CM )等因素的限制，功放的输出最大功

率也受到限制。

放大器效率η： 功率放大器的效率定义为功率放大器的输出信号功率P O 与直流电源供给

功率放大器的功率P E 之比，即

o E

P 100%P η=× 式1 总谐波失真THD：总谐波失真是指用信号源输入时，输出信号（谐波及其倍频成分）比输入

信号多出的额外谐波成分，通常用百分数来表示。

电源抑制比PSRR：电源纹波抑制比(power supply rejection rate)是音频放大器的输入测量电源

电压的偏差偶合到一个模拟电路的输出信号的比值。PSRR 反映了音频功

率放大器对电源的纹波要求，PSRR 值越大越好，音频放大器输出音质就

越好。

功放的3dB 带宽：对于音频功放，要求功放的3dB 带宽满足音频的带宽要求。

功率放大器的分类：A 类、B 类、AB 类、C 类和D

类。

图2 各类功放驱动电流示意

图2中由左至右分别为A 类、B 类、AB 类和C 类。D 类放大器将在后面介绍。

2. B 类推挽放大器原理

在介绍D 类放大器之前我们先来看看B 类推挽放大器的原理，以便对比。

图3是推挽功率放大器的原理，V1和V2是两只特性完全相同的异性晶体管，使它们都工作在B 类状态，一只管子在输入信号的正半周期导通，另一只在输入信号的负半周期导通，

两只管子交替工作。下面对其工作具体分析：

图3推挽功率放大器的原理

为了便于图形分析，把V2的特性曲线倒置于V1特性曲线的下方，使它们的静态工作点重合，形成组合特性曲线，如图4。

2.1放大器输出功率P 0

整个放大器（两个晶体管）的输出功率P 0为：

P 0=I cm U cem /2 式2

功率大小与输出电压U cem 和输出电流I cm 有关，也就是说与激励信号的大小有关。因此定义电压利用系数：

cem c

U E ξ= 式3 则 222cem C 0cm cem L L

U E 11P I U 22R 2R ξ=== 式4 当ξ=1（即忽略晶体管的饱和压降）时，输出功率最大，为

2c omax

L E P 2R = 式5

图4 B 类推挽功放组合特性曲线

2.2电源供给晶体管的直流功率

在B 类推挽放大器中，每个晶体管的集电极电流为半个周期的正弦波，如图3。其电流平均值用I 0表示，则：

2cm

0c cm 00I 1

1

I i d(t)I sin t d(t)22π

π

ωωωπππ===∫∫i 式6

两组电源供给的直流功率用E P 表示：

2cm c

cem c c E 0c L L

2I E 2U E 2E P 2I E R R ξπππ==== 式7 当ξ=1（即忽略晶体管的饱和压降）时，E P 最大，为：

2c E max L

2E P R π= 式8 2.3集电极功耗P c

上述P 0和P E 都是针对两只管子而言，因此每只管子的集电极功耗为：

P c =(E P - P 0)/2 式9

将式4和式7代入式9，得： 222c c c L L

E E P R 4R ξξπ=? 式10 以ξ为自变量，画出式10右端两项功率曲线，如图5：

图5 P c 与ξ关系曲线

由图可见最大集电极功耗不是出现在ξ=0（静态）和ξ=1（输出功率最大）处。对式10求导，并令

c dP 0

d ξ

= 式11 求得ξ=2

π=0.636，将ξ=2

π代入式10，最大集电极功耗为：

2c cmax o max o max 22L E 2P P 0.2P R ππ

==≈ 式12 2.4集电极效率c η

集电极效率c η是集电极输出功率与电源供给功率之比，由式4和式7，

c η=4

πξ 式13 由式13可见，B 类推挽功率放大器集电极效率与集电极电压利用系数ξ成正比，当ξ=1时效率最高，即：

Cmax 78.5%4π

η=≈ 式14

注：实际应用时候应该考虑到这种极限最高有效功率是很难逼近的，特别是低电压供电的条件下，集中体现在晶体管的集电极和发射级的压降不可避免。一个普通的晶体管，在线性工作条件下，其集电极和发射机的压降要求大于其饱和压降阈值Vces （硅管这个值接近于1V ，锗管接近于0.5V ），那么一个推挽互补输出级正负个两个晶体管造成的总压降约2Vces ，这个压降在我们便携产品普遍使用的低电压供电的系统中是一个影响巨大的值（如供电电压很大，如12V ，这个自然可以忽略）。假定我们使用的是普通硅晶体管，饱和压降阈值为Vces ＝1V ，我们使用的电池电压为4V （这一般也是系统内pa 所能使用的最大电压——Vbat ，升压的代价是很大的），那么其输出音频信号的有效最大幅度为2V ，即ξ＝0.5，c η=4π

ξ＝

39.3％。如果采用的低饱和压降的晶体管（一般是锗管）饱和压降可以做到到0.3V ，我们的便携4V 供电的系统中，仍然只能达到66％。而上面也只是考虑了晶体管的饱和压降问题，

实际电路中由于其它限制因素，恐怕最大可能效率还达不到这么高。另外当我们使用更低的供电电压的时候，比如3.3V ，2.8V （都是比较常用的，电池电压也有可能下降到3V 左右），2Vces 和供电电压的比值会迅速变大，最大可能效率将随ξ的变小进一步下降。

另外重要的一个问题是，我们实际播放音频的时候，声音信号的幅值是随时间变化的（除非播放单音），其平均正弦幅值恐怕都无法达到最大正弦幅值的50％，这取决于音乐的内容，某些曲目甚至可能小于10％。静态偏置电压（A 类和AB 类）和Vces 带来的损耗与有效功率的比值将变得更大，即实际的播放音乐的效率将可能大大的小于最大功率。这也是实际使用时候AB 类的效率（可能会出现最大70％，实际20％）和D 类效率（可能最大95％，实际85％）的差距似乎远大于其最大效率和D 类理论效率差距的原因。还可以从另一方面来理解这个问题，D 类和AB 类典型的功率和效率关系对比图如下：

从图中可以明显的看出AB 类的功放效率随功率的变化很大，而D 类的效率则迅速的随功率提高到接近效率最大的地方，然后在较宽的范围内效率不随输出功率变化。这里有一个容易形成的错误概念，如果要求扬声器功放达到1W ，由于音乐音量的变化巨大，我们必须保证最大音量时候没有失真，所以我们要求的功率在实际使用时是指最大功率达到1W ，而但是其平均功率可能只有300mW 。从最大功率点看，图中AB 类的效率为63％而D 类为85％，而在其平均功率点D 类的效率为83％，AB 类的效率只有33％。

2.5 桥接平衡功率放大器

便携设备功率放大器一般采用单电源供电的OTL 电路，如图6。为了在低电压下能够输出大功率，可以采用桥式平衡电路BTL（Balanced Transformer Less，其实就是一般我们说的差分输出电路中的一种），如图7。

图6 OTL 原理电路

图7 BTL 原理电路

静态时R L 上无电流通过，当输入信号U i 为正半周期时，V 1和V 4导通。若忽略其饱和压降，R L 上输出的电压幅度为E C ，当U i 为负半周期时，V 2和V 3导通。若忽略其饱和压降，R L 上输出的电压幅度也为E C 。

在负载一定的条件下，BTL 电路的输出功率是OTL 电路的4倍，但Vces 的影响并没有改变，此时一个音频周期内有效最大电压要扣去4个Vces，比值不变。BTL 电路虽然是单电源供电，但是却无需耦合电容，输出端与负载直接耦合（差分的工作方式使得扬声器正负端子的偏置互相抵消）。它具有OCL 和OTL 电路所有的优点，但要注意BTL 电路的负载不能接地，当你把负载一端接地将会变成为一个单端的OTL 电路，需要加隔直电容。

另外注意差分和单端的电路不管在什么类型的功放上面都可以实现的，单端和差分的根本区别在于，单端的方式下负载电压只有一端随功放的输出发生变化，而差分是负载的两端电压都可以随功放输出电压发生变化，故差分电压的动态范围可以是单端的两倍。

3. D 类功放

D 类放大器比AB 类放大器效率更高，根本原因是因为D 类放大器从电源获得所要求的输出功率，而非从电源获得所要求的电流，也不会在输出晶体管消耗剩余的功率，而且输出MOSFET 可从极高阻抗转变为极低阻抗，从而在作用区操作只有几纳秒，这样输出级上损失的功率极低。此外，去耦电容器或扬声器的感应元件等在各高频周期内还能存储能量，降低高频信号携带的能量的损失。

假设MOSFET 导通电阻为R ON ，所有其它无源电阻为R P ，滤波器电阻为R F ，负载电阻为R L 。忽略开关损耗时效率为：

方程1

理想情况下除了负载电阻以外其它器件的电阻都为零，所以效率为：

方程2

输出功率与输出电流有关，而以上等式说明效率与输出电流无关，所以理论上D 类放大器的效率于输出功率无关，可以在整个动态范围内是

100%，而且也以负载电阻的阻值无关。

由于元器件并非理想器件，所以电路中器件的等效电阻显然会损耗功率。其次必须考虑MOSFET的开关损耗，如下式：

方程3

f OSC振荡器频率，t ON和t OFF是MOSFET的开关时间，如果开关频率为1MHz，则产生的效率损耗是250kHz开关频率时的4倍。考虑电阻损耗和开关损耗，其效率如下：

方程4

由此可以看出负载电阻相对其它电阻的比值越大效率越高。假设R L= 4Ω, f OSC = 250kHz, t ON = t OFF= 25ns, R ON= 250mΩ, R F = 25mΩ, and R P = 80mΩ, η等于86.33%。如果负载电阻为8Ω效率就增加到92.66%。

D类功放目前有两种调制方式，PWM调制和Σ-Δ调制，下面详细介绍。

3.1 PWM调制方式

PWM (Pulse Width Modulation)调制就是脉宽调制技术：即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值）。

图8是TI D类功放TPA3001D1的系统框图，结合这幅图分析有利于我们更好地理解PWM波的形成(其他厂家采用PWM调制方式的D类功放原理基本相同)。首先，模拟输入D类采用前置放大器获得输入音频信号，并确保差分信号。随后，积分器级（integrator stage）可低通过滤音频信号以实现抗失真与稳定性。音频信号而后与三角波相比较，以创建PWM信号。门驱动电路系统采用PWM驱动输出FET，并在输出端创建高电流PWM信号。

图8 TI D类功放TPA3001D1的系统框图

其中在设计D类功率放大器时，三角波振荡器的频率设置很重要，振荡器的频率应大于十倍的最大音频频率（20kHz），通常选择250kHz。之所以采用该频率是为了减小放大器的总谐波失真THD。如果放大器设置在更低的频率上，则采样速率较低，会引入失真，所得的波形将导致较差的THD；而如果开关频率上升，则因开关期间损耗上升会降低放大器的效率。250kHz开关频率是THD和效率之间一个很好的均衡。

3.1.1需要输出滤波器的PWM调制

模拟音频输入信号经过放大和滤波之后，在比较器与250KHZ的三角波相比较，如图9。当音频输入电压大于250kHz三角波电压时，非反相比较器输出状态为高，而当250kHz三角波大于音频信号时，非反相比较器输出状态为低。非反相比较器输出为高时，反相比较器输出为低；而当非反相比较器输出为低时，反相比较器输出为高。

图9 典型PWM信号

PWM波形中的音频信号在频域中要容易发现得多。PWM信号由输入频率、开关频率及开关频率加边频带的谐波构成。图10显示了振幅对输入的频率、PWM输出以及经过滤的输出，还显示了音频信号如何从PWM中通过低通过滤提取出来。已过滤的输出具备1kHz正弦波频率组件，任何作为失真出现于音频带中的1kHz谐波，以及任何从开关频率中遗留的纹波电压。扬声器不能复制开关频率及其谐波，即便扬声器可以复制，耳朵也听不到。如果将经过滤与未过滤的PWM信号都直接发送给扬声器的话，听者不会发现图10中二者间的差别。

图10 显示输入信号/输出前过滤器和输出后过滤器的幅度与频率相位

传统的D类调制方案就其差分输出而言，两个输出之间有180度的相位差，并每个输出都在接地的0V和电源电压VCC之间跳变。因此，差分输出在正负VCC（即加在负载上面的差分电压，在正负vcc之间变化）之间变化， 50%占空比下在负载中平均电压（由于调制信号的频率远大音频，所以其在音频频域内的表现应该为短时平均电压信号）为零，但是其在调制频率处的交流有效电压却为Vcc。图11给出了典型D类调制方案的电压与电流波形。请注意，尽管整个负载平均电压为零（50% 的占空比），但是输出电流峰值却很高，这会导致过滤器损耗，并增加了电源电流。因此传统的调制方案需要LC过滤器，这样较高的切换电流可在LC 过滤器中再循环（避免高频信号携带的功率传递到扬声器，然后在扬声器处被消耗掉），而不会被扬声器消耗掉，大大的提高了效率。

注，对关于平均电压为0时的差分输出电压的引起的效率问题进一步论述：不管差分输出电压为＋VCC还是-VCC，其电路都相当于电源电压通过扬声器和两个打开的FET管连接到地（可以说此时高频电压信号的有效电压Vrms为VCC），假定扬声器的阻抗在高频和低频的时候基本上一样，此时一个标称阻抗为R的扬声器在调制频率处表现出来的阻抗仍为R，忽略两个FET管的阻抗，回路电阻为R，回路电压为有效电压为VCC,功率为VCC2/R。进一步考虑可以发现，PWM波的频率远大于音频，其短时平均电压表现为音频信号的电压幅值，不管平均电压是多少（即不管有没有被放大的音频信号输出），输出功率基本上衡为VCC2/R。而其中有效功率，即音频的功率取决于输出音量的大小，而对一个Vpp=2Vcc的音频正弦信号而言，其有效值约为0.7Vcc，其功率为(0.7VCC)2/R，整个功放此时的效率为（(0.7VCC)2/R）/( VCC2/R)为50％，而这也是这个系统在保证音频没有失真的情况下所能达到的最大效率。当然之前的分析是基于扬声器的阻抗在较宽频率范围内（至少大于pwm信号所在的频率）不变的条件下得到的，实际由于扬声器自身具有较大的电感（几十uH的量级，在pwm 250K的频率下可以有十欧姆量级的等效阻抗,约与扬声器的直流阻抗同一个量级），实际效率会比以上分析的值大不少（40uH，250KHz pwm调制，调制频率处的阻抗提高约一两倍，简单估计最大音频有效效率可以达到70％～80％左右），但是这种情况下其效率和AB类相比，就没有很大的优势了。所以说这种D类功放加LC滤波电路是必须的。

图11 典型D类PWM调制方案

传统的PWM调制方案需要LC过滤器，不仅增加了体积，而且还增加了成本，介于这些缺点，现在已经设计出了不需要输出滤波器的PWM调制方案。

3.1.2无需输出滤波器的PWM调制

据以上的分析，之所以需要LC输出滤波器，主要是因为输出电流峰值比较高。然而导致输出电流峰值比较高的原因主要是输出有一直都有180度的相位差，这样使得差分输出信号一直在正负VCC之间变化（不管有没有携带音频信号），产生了峰值比较高的输出电流。

可以通过直流偏置250KHZ的三角波，改变三角波的基线来改变PWM波的占空比，并且可以通过利用对两个比较器的选择来改变输出信号的相位差。因为音频输入信号与三角波要在比较器进行比较，这时可以通过选择两个比较器的类型（反向比较器和非反向比较器）来改变各个输出信号的相位，这样就可以改变输出信号的相位差。图12是偏置后的三角波。

图12 偏置后的三角波

在下面图13显示的无输出过滤器调制方案中，各输出也均从接地转换至电源电压。但是，在没有音频输入的时候，VOUT+与VOUT－现在是彼此同相的，没有输出电压。输入音频为正电压情况下，VOUT+的忙闲度大于50%，而VOUT－的则小于50%。输入音频为负电压情况下，VOUT+的忙闲度小于50%，而VOUT－的大于50%。由图可知这种电路在没有音频输入的时候的输出电流峰值比较低，就不需要用LC滤波器了。

在没有音频输入的时候，差分负载上的电压在大多数切换周期中为零，从而大大减小了过滤器和/或扬声器中的I2R损耗。较低的切换损耗使的扬声器可作为存储元件，同时仍能保证放大器的高效性。尽管开关频率没有过滤掉，但扬声器在开关频率上具备较高阻抗，因此扬声器损耗的功率很小。扬声器不能完全复制开关频率上的信号功率（由于扬声器等效的电感的作用，不仅高频的电流等效值减小了，且部分功率是被存储在电感上，形成循环利用，没有被消耗掉），当然即便扬声器可以，人耳也听不到高于约20kHz的频率。

对比要加滤波器和不加滤波器的D类功放，我们可以发现其实我们想要达到的目的就是，没有音频输入的时候，让系统没有电压输出，且内部与输出相关的各个部件均处于截止的高阻状态。

注：注意一点，在不需要加滤波的D类功放上加一个LC低通滤波器，仍然可以提高效率，只是提高的幅度很小罢了。另外在输出信号线上加滤波还可以起到降低输出信号走线上面的高频电磁辐射(EMI)作用，这在对EMI要求比较严格的场合是需要的，这时候要注意把滤波器放在最靠近功放输出的地方。对于D类功放的EMI问题，我们主要考虑的频率段应该是D 类功放调制频率及其谐波频率上，范围可能从几次谐波到几百次谐波，具体取决于附近可能受它干扰的电路的工作频率和EMS（抗电磁干扰能力）。这个滤波器可以简化为一个磁珠，或一个电容，也能同时起到降低EMI和提高输出效率的作用，当然效果要差一些。针对D类功放的EMI问题，改进的方法之一是使用扩展频谱调制技术，即调制信号不再使用固定频率，如调制频率可以在1M～2M之间随机变动，可以使调制频率的功率分散到一个较宽的频谱

内，大大降低了EMI。

图13 无输出过滤器的PWM调制方案

3.2 Σ-Δ调制方式

D类功放的Σ-Δ调制方式在处理模拟信号时，和PWM调制方式相比，Σ-Δ调制具有较低的输出噪音和总谐波失真（THD+N）。Σ-Δ调制方式的D类功放说白了，就是把pwm调制方式的D类功放中产生pwm信号的模块，用一个Σ-Δ方式的ADC代替。ADC输出的数字信号直接去控制后级FET管的开关动作。Σ-Δ调制方式的D类功放普遍采用高达几M的超高采样速率将量化噪声推向极高频，大大的改善了D类功放的失真大、信噪比低、动态范围小等缺点，但代价是系统变得很复杂。

Σ-Δ调制是提供模数转换前端设计的一种方法。当模拟信号被数字化后，在频谱上就会引入量化误差。Σ-Δ调制的功能是把在信号频率附近的量化误差推进到具有更高频率的采样频率附近，之后再进行低通滤波，这样原始的输入信号就能被以数字的形式还原出来。

图14 一阶Σ-Δ调制器

上图14所示为一阶Σ-Δ调制器。Σ-Δ调制器包含1个加法器、1个积分器、1个比较器以及1个由1bit DAC构成的反馈环。反馈DAC的作用是使积分器的平均输出电压接近于比较器的参考电平。调制器输出中"1"的密度将正比于输入信号，如果输入电压上升，比较器必须产生更多数量的"1"，反之亦然。加法器用来对输入电压和反馈电压求和，积分器对于输入信号表现为一个低通滤波器，而对于量化噪声则表现为高通滤波器。这样，大部分量化噪声就被推向更高的频段，但是总的噪声功率没有改变，只不过噪声的分布发生了变化。

图15显示了一阶Σ-Δ调制器的工作原理，分别对应图14中的A，B，C，D各点的信号波形。其中图15（a）是输入U IN=0时的情况，（b）是输入U IN＝1/4U REF时的情况。

图15一阶Σ-Δ调制器波形图

Σ-Δ调制主要的原理就是把大部分的量化噪声推向更高的频段，然后再通过低通滤波器虑除大部分的噪声，实现较高的信噪比SNR，较低的THD+N。下面来介绍一下过采样和量化噪声整形。

（1）过采样

过采样也即是采样频率远高于输入信号频率。由于过采样的采样速率高于输入信号最高频率的许多倍, 这有利于简化抗混叠滤波器的设计, 提高信噪比并改善动态范围。

当输入一个正弦信号，然后以频率fs采样（按照 Nyquist定理，采样频率至少两倍于输入信号），会产生一个单音和一系列频率分布于DC到fs/2间的随机噪声，这就是所谓的量化噪声，见下图16，图中所示为模拟低通滤波器虑除fs/2以上的噪声后的量化噪声分布图，fa为系统的通带频率，Q为量化噪声的有效值。

图16 采样频率为fs时的量化噪声

当采样频率为Kfs时，整个量化噪声位于直流至Kfs/2，但量化噪声的有效值变为了Q/K，见下图17所示。

图17 采样频率为K fs时的量化噪声

由于系统的通带频率为fa，则之后只需要加一个低通滤波器滤除fa以上的无用信号频率，这样就消除了较大部分的量化噪声。

（2）量化噪声整形

由于带时钟的锁存比较器具有类似斩波器的作用, 它将输入信号转换为高频交流信号, 在输入信号平均值附近变化, 而且这个积分器对量化噪声如同一个高通滤波器，因而低频下的量化噪声大大减少，下图18为整形后的量化噪声情况。

图18 整形后的量化噪声分布图

积分器对输入信号具有低通滤波作用, 而对噪声分量具有高通滤波作用, 因此可将调制器中积分器的这种作用看作一种噪声整形滤波器,正如一般的模拟滤波器, 滤波器的阶数越高其滤波性能越好，也即Σ-Δ调制器的阶数越高，滤除的噪声也就越多。理论上是这样的，但是高阶的Σ-Δ调制器在结构上会产生稳定性问题，因此在设计高阶Σ-Δ调制器时，一定要注意结构上的稳定性问题。下图19是L阶Σ-Δ调制器的原理图，其中Q(nT)表示量化噪声，其Z域传输函数为：

从传递函数就可以看出，整个系统对输入信号X(z)只做了一个延迟动作，而对量化噪声Q(z)做的是一个高通滤波动作。配合后面的低通滤波器，大大降低了量化噪声在信号中的比例。

图19 L阶Σ-Δ调制器

注1：D类功放的优缺点汇总：

D类功率放大器的优点：

（1）能量转换效率极高，体积小，可靠性高。耗电量仅为同功率等级模拟放大器的三分之一。其电源实际使用效率可以高达90%以上，节约能源，也符合环保要求。而B类放大器效率仅为78%（理论值，实际应该一般只有30～40％），A类功放的效率就更低。由于D 类功放极高的效率，半导体器件的温升明显减小，失真率也就显著减小。

（2）可连接的最低负载阻抗可以很低，并且无论负载阻抗高低而电源转换效率基本保持不变。

（3）高、中、低频无相对相移，声音清晰透明，声像定位准确。由于采用无负反馈的

放大电路、数字滤波器等处理技术，可以将输出滤波器的截止频率设计得较高，从而保证在20Hz~20kHz内得到平坦的幅频特性和很好的相频特性。

（4）瞬态响应好，即“动态特性”好。由于它不需传统功放的静态电流消耗，所有能量几乎都是为音频输出而储备，加之无模拟放大、无负反馈的牵制，故具有更好的“动力”特征。由于D类功放采用的FET管导通的时候，Vds的压降极小，故D类功放的输出音频电压最大幅度接近于供电电压。而线性功放，由于静态偏置和Vces的影响，输出音频最大电压幅度是和供电电压还有一定差距，在低压系统中，这个现象更加明显。

（5）无过零失真。传统功放一般都存在由于对管配对及各级调整不佳产生的过零、交越失真。

（6）直接接收CD、DVD等数字音源输出的同轴或光纤数字音频信号，可以直接以数字信号的方式进行放大，体现了与数字音源的完美结合。

（7）适合于大批量生产。产品的一致性好，生产中无需调试，可靠性好，只要保证元器件正确安装即可。

（8） 不需任何附加装置可方便地实现遥控、群控和监测等功能。

D类功率放大器存在的不足

（1）输出功率功率晶体管并不是纯粹的开关，也不是匹配得很好，会带来畸变。

（2）功率晶体管在接通和关闭的过程中，接地点的电位会出现波动，从而增大噪音。

（3）功率输出电路是用两只功率晶体管接成的桥路，一只功率晶体管导通，另外一只关闭，这之间存在死区。

（4）功率输出电路和扬声器之间用一只输出低通滤波器把音频以外的成分滤除，让音频信号进入扬声器，但不可能彻底滤除脉宽调制的载波，这也是造成失真的一个因素。造成扬声器的失真。

（5）EMI问题严重，使用普通pwm单一调制频率进行调制的时候，高频谐波的分量很大，有可能造成严重的EMI问题。

（6）对采样时钟的抖动很敏感，采样时钟频率的细微抖动都会引来较大的失真。

实际D类功放的缺点正通过技术的改进不断得到改善，而它固有的效率高的优点也不断的得到加强，相信以后D类功放将会全面的取代A/B/AB类的功放，特别是在追求较大功率和较高效率的场合。

注2：关于功放电路偏置必要性

这里准备从系统的角度出发讨论一下正弦信号放大器偏置的必要性。一个内部没有自带电源部件（包括电源和升降压器件）的系统，其输出信号的幅值范围取决于其供电系统。为了在正弦信号不失真的输出，要求输出信号的波峰和波谷的幅值必须在供电系统的电压范围内，才能正确的传递出来

图一

如果系统企图输出一个信号幅值超过上述电压范围的信号就一定会出现截至失真：

图二

实线为理论的最理想的可能输出信号，已经明显出现了失真，再考虑实际电路的输出电压损失Vd的话，那么失真将更加严重，最大电压只能达到图中虚线的地方。所以这样一个系统中，输出信号最大的Vppmax＝U＋－U－（或者U＋－U－－2Vd，考虑实际电路电压损耗的情况）。

下面我们在来看看偏置不同造成的影响，鉴于音频信号基本上都是上下对称的正弦信号组成的，我们用一个Vpp=Vppmax的正弦信号来作为企图输出信号，设Uo＝| U＋－U－|/2。不同偏置造成的影响如下图所示：

图三

从图三我们可以清楚的看出为了使输出的无失真正弦波的最大幅值达到Vppmax，必须把偏置放在Uo＝| U＋－U－|/2处。

以上我们讨论了一个信号输出系统（内部没有电源部件）可以达到的最大输出信号幅值Vppmax；和使得输出的正弦信号也可达到这个Vppmax所要求的偏置Uo＝| U＋－U－|/2。由于我们以上所有的讨论都没有涉及实际电路，上面的讨论适用于任何一个类似的电路系统。我们常用的信号功放不管A、AB、B、C、D类基本上都是这样的电路系统，所以他们的输出通通都是有偏置的，而且为了达到最大的动态范围，他们的输出都偏置在接近于Uo ＝| U＋－U－|/2的地方。当然对于一个有正负电源供电的系统Uo＝| U＋－U－|/2可能为0（以地为参考），而对于手机上常用的单电源供电系统Uo＝V DD/2。

另外注意：我们讨论的偏置是指系统输出的偏置，不是指系统内部晶体管的偏置。

实际应用的时候，如果我们必须把这个偏置去掉，最简单的办法就是在线路上加一个隔直电容。典型的电路就是单端的音频输出在连接到扬声器之前都必须加大电容做隔直处理，因为扬声器有偏置后将处于不正常工作状态，不仅动态范围变小，而且会出现失真现象。