移动通信及3g技术知识要点

1.无线通信基础

1.1. 基础知识：

1.1.1.移动信道

三个特点：

传播的开放性：一切无线信道都是基于电磁波在空间传播来实现信息传播的。

接收点地理环境的复杂性与多样性一般可将地理环境划分为下列三类典型区域：高楼林立的城市中心繁华区；以一般性建筑物为主的近郊小城镇区；以山丘、湖泊、平原为主的农村及远郊区。

通信用户的随机移动性慢速步行时的通信；高速车载时的不间断通信。

1.1.

2.电磁传播

直射波：它指在视距覆盖区内无遮挡的传播，直射波传播的信号最强。

多径反射波：指从不同建筑物或其他物体反射后到达接收点传播信号，其信号强度次之。绕射波：从较大的山丘或建筑物绕射后到达接收点的传播信号，其强度与反射波相当。

散射波：由空气中离子受激后二次发射所引起的漫反射后到达接收点的传播信号，其信号强度最弱。

1.1.3.三种效应

阴影效应

移动台在运动中，由于大型建筑物和其他物体对电波的传输路径的阻挡而在传播接收区域上形成半盲区，从而形成电磁场阴影，这种随移动台位置的不断变化而引起的接收点场强中值的起伏变化叫做阴影效应。阴影效应是产生慢衰落的主要原因。

远近效应

由于接收用户的随机移动性，移动用户与基站间的距离也是在随机的变化，若各用户发射功率一样，那么到达基站的信号强弱不同，离基站近信号强，离基站远信号弱。通信系统的非线性则进一步加重，出现强者更强、弱者更弱和以强压弱的现象，通常称这类现象为远近效应。因为CDMA是一个自干扰系统，所有用户共同使用同一频率，所以“远近效应”问题更加突出。

多普勒效应

它是由于接收的移动用户高速运动而引起传播频率的扩散而引起的，其扩散程度与用户的运动速度成正比。多普勒频移同移动台速度波长及运动方向有关。

1.1.4.香农公式

log（1＋S/N），C为信道容量，B为信号带宽，S/N为信躁比。

公式：C＝B2

应用：扩频序列利用了此公式的结论，当信道容量C不变时，提高信号带宽B可以换取较低的S/N.（抗干扰）。根据B与S/N的关系可以确定最大的信道容量。

例题：带宽为200Khz，SNR为10db的信道的理论最大数据速率为多少？

log（1＋1000）＝1.99Mbps

SNR＝10db，S/N=10,B＝200Khz，C＝2000002

1.1.5.Log速算

记住Log2＝0.3，则10以内的数字可以根据此值近似换算。对可不用计算大致估算结果。Log3≈log（3×3/3）≈log10-log3≈1-log3,所以log3≈0.5

Log4＝2log2≈2×0.3=0.6

log5＝log（10/2）≈1-log2=0.7

log6=log2+log3≈0.3+0,5≈0.8

log7介于log6与log8之间，≈0.85

log8=3log2≈0.9

log9=2log3≈0.98

例题：WCDMA系统中，系统传输带宽 3.84M，数据速率为60k，则系统扩频增益是( )。（C）（摘自华为《WCDMA培训多媒体系列教程》物理层习题）

A、6dB

B、7dB

C、18dB

D、23dB

计算：10log（384/6）=10log(8×8)=10（log8+log8）=10×(3log2＋3log2）＝10×（0.9+0.9）=18db

1.2. 无线衰落：

无线衰落可分为大范围衰落和小范围衰落，其中前者包括信号经过长距离传播的效应（几百个波长或更多），小范围衰落机制则影响着接收机附近的信号。

小范围衰落由多径传播（时间分布特性）和多普勒频移（时间变化特性）两者作用的结果。分别表现为时间展宽（时延拓展）和时间变化（多普勒展宽）。

1.2.1.时间分布特性

时间分布特性对信道的影响―――多径传播的较大影响之一是信号的时间展宽拓展。

在时域上，从接收机得到的最短路径上的第一个信号到它收到最长路径上的最后一个信号，其间的时延是有限的，最大的时延拓展用Tm标识。

在频域上，时间展宽可以描述为频率相关函数，标识两个信号脉冲响应之间的相关程度，信道的信号损伤不会明显变化的频率范围称作相干带宽。用F0标识，与Tm成反比。

图1. 时间分布对信道的影响：a）最大时延；b）相干带宽。

1.2.2.时间变化特性

时间变化特性对信道的影响

在时域，用相干时间T0来标识，可以视为与信道的脉冲响应高度相关的时间长度；

在频域，信号在频率上展宽，接收机并不是在一个频率上得到一个信号，而是在不同的频率上得到信号的不同部分，称为多普勒展宽，用Fd来标识，与相干时间T0成负相关的关系。

图2. 时间变化对信道的影响：a）相干时间；b）多普勒展宽。

1.2.3.时间色散

时延拓展和相干带宽是描述本地信道时间色散特性的两个参数。前者是描述时域，后者是描述频域的参数，两者成反比关系。

时延拓展：

理解：多径效应在时域的表现形式，延迟拓展小于符号周期，则发生平坦衰落，延迟扩展大于符号周期，则发生频率选择性衰落。时延拓展越小越好。

时延拓展导致码间干扰，可以通过均衡技术来补偿。

相干带宽

理解：多径效应在频域的表现形式，传输带宽小于相干带宽，信号的相关性很好，信道的衰落特性平坦；大于相干带宽，信号的相关性变差，信道呈频率选择性衰落。

公式：B＝1/L，L为时延拓展。

例题：在城市环境中，三种典型扩散值分别为：时延扩散L=5us、角度扩散ψ=20°、多普勒频率扩散B=120Hz。在设计Rake接收时，必须满足其频率相关区间大于，才有多径分集效果。（D）（《移动通信中的关键技术》P11）

（A）120Hz

（B）120KHz

（C）200Hz

（D）200KHz

Rake接收机的原理是当传播时延超过一个码片周期时，多径信号可以看作互不相关的，它可以对抗频率选择性衰落，其时延扩散L＝5us，对应频域的相干带宽B＝1/L＝200Khz，所以频率相关区为选答案D。

1.2.4.频率色散

相干时间和多普勒展宽是描述频率色散特性的两个参数，其中相干时间是多普勒拓展在时域的表示。

相干时间

理解：信道冲激响应维持不变的时间间隔的统计平均值，在这一段时间间隔内，两个到达的信号有很强的幅度相关性。如果基带信号带宽的倒数大于信道相干时间，那么传输中基带信号就有可能发生改变，导致接收机信号失真。

公式：

此处，B为多普勒频移。

例题：在城市环境中，三种典型扩散值分别为：时延扩散L=5us、角度扩散ψ=20°、多普勒频率扩散B=120Hz。如果采用信道交织技术，则其交织区间必须大于。（A）（《移动通信中的关键技术》P11）

83us

5us

78us

88us

交织是利用时间分集为了克服时间选择性衰落，同相干时间有关（多普勒频宽），其相干时间T＝1/B=83us

多普勒展宽（频移）

相关解析：多普勒频移同移动台速度波长及运动方向有关，与无线电波入射方向角之间的夹角有关，若移动台朝向入射波方向运动，则频移为正，反之则负。信号经不同方向传播，其多径分量造成接收机信号的多普勒扩散，因而增加了信号带宽。

公式：cos /d f v θλ=，θ为源端与目的端与入射波的夹角。

例题：若某信号载频为1850mhz ，一汽车以26.82m/s 的速度运动，计算若汽车沿直线背向发射机运动，以及汽车运动方向同入射波方向成直角时的接收机载波频率。

c f ＝1850Mhz 所以波长λ＝C/c f =0.162m,车速v=26.82m/s

当背向发射机运动时，多普勒频移为负，所以此时载波频率为f ＝d f -c f ＝1850×6

10－26.82/0.162=1849.999834HZ

当汽车运动方向与入射波方向成直角时，θ＝90，cos θ＝0，此时没有多普勒频移。 1.3. 损耗分类：

1.3.1. 路径传播损耗

又称衰耗，它是指电波在空间传播所产生的损耗，它反映了传播在宏观大范围(即公里量级)的空间距离上的接收信号电平平均值的变化趋势。 以下给出自由空间传播损耗公式，作为了解的内容。

Ｌｂｓ＝３２．４５＋２０ｌｇＦＭＨｚ＋２０ｌｇＤｋｍ式中，Ｌｂｓ称为自由空间的路径传播损耗。

分别将ＰＨＳ１９００、３ＧＨｚ的频率ｆ取９００、２４００（３Ｇ系统最高工作频率到２．４ＧＨｚ），可知：在相同空间距离条件下，２．４ＧＨｚ信号的空间损耗比ＰＨＳ１９００约大２ｄＢ。

1.3.

2. 慢衰落损耗

它是由于在电波传输路径上受到建筑物及山丘等的阻挡所产生的阴影效应而产生的损耗。它反映了中等范围内数百波长量级接收电平的均值变化而产生的损耗，其变化率较慢故又称为慢衰落，由于慢衰落表示接收信号的长期变化，所以又称长期衰落

（long-term-fading ）一般认为慢衰落符合对数正态分布：

1.3.3. 快衰落损耗

它主要由于多径传播而产生的衰落，由于移动体周围有许多散射、反射和折射体，引起信号的多径传输，使到达的信号之间相互叠加，其合成信号幅度表现为快速的起伏变化，它反映微观小范围内数十波长量级接收电平的均值变化而产生的损耗，其变化率比慢衰

落快，故称它为快衰落。

深衰落点在空间上的分布是近似的相隔半个波长。因其场强服从瑞利分布，又称为瑞利衰落，衰落的振幅、相位、角度随机。

仔细划分快衰落又可分为以下三类：空间选择性衰落、频率选择性衰落、时间选择性衰落。所谓选择性是指在不同的空间，不同的频率和不同的时间其衰落特性是不一样的。

空间选择性衰落

多径信号到达天线阵列的到达角度的展宽称为角度扩展。角度展宽给出信号的主要能量的角度范围，产生空间选择性衰落。

空间选择性衰落用相干距离ΔR描述，其中λ为波长；φ为天线扩散角。

相干距离为两根天线上的信道响应保持强相关时的最大空间距离。相干距离越短，角度扩展越大；反之，相干距离越长，角度扩展越小。接收天线距离小于相关距离，信号的相关性很好，信道的衰落特性平坦；大于相干距离，信号的相关性变差，信道呈空间选择性衰落。

频率选择性衰落

假设发射端发射的是一个时间宽度极窄的脉冲信号，经过多径信道后，由于各信道时延的不同，接收端接收到的信号为一串脉冲，即接收信号的波形比原脉冲展宽了。这种由于信道时延引起的信号波形的展宽称为时延扩展。时延扩展产生频率选择性衰落。

频率选择性衰落用相干带宽ΔB描述，其中Tm为时延扩展。

ΔB＝1/Tm

相干带宽为信道在两个频移处的频率响应保持强相关时的最大频率差。相干带宽越小，时延扩展越大；反之，相干带宽约大，时延扩展越小。

传输带宽小于相干带宽，信号的相关性很好，信道的衰落特性平坦；大于相干带宽，信号的相关性变差，信道呈频率选择性衰落。

另一个描述多径时延扩展的参数是最大时延扩展Δm(xdB)，定义为比直达信号功率下降xdB的多径信号的相对时延。不存在直达信号的情况下，可以是最强的多径信号的功率。

时间选择性衰落

由于移动用户与基站的相对运动，每个多径波都会有一个明显的频率移动。由运动引起的接收信号频率的移动称为多普勒频移fD，它与移动用户的运动速度成正比。

其中v为移动台的运动速度；λ为无线电波长；θ为电波和移动台运动的夹角。

多普勒扩展是一种由于多普勒频移现象引起的衰落过程的频率扩散，又称时间选择性衰落。时间选择性衰落用相干时间ΔT描述，

图6. Rake接收机

1.4.3.交织：

交织可以在不附加任务开销的情况下，使系统获得时间分集。对抗时间选择性衰落。重要特点是将突发性误码连续错误变成了随机性的独立差错。它的缺点是有造成系统延时，交织的区间越大，其抗误码性能越好，但带来的延时也越大，需要平衡两者之间的关系。

举例：

交织矩阵为：

01 06 11 16

02 07 12 17

03 08 13 18

04 09 14 19

05 10 15 20

按列写入，假设原始信息序列是：

01 02 03 04 05 06 07 08 09 10 11 12 13 14 15 16 17 1819 20假设突发性错误是07 08 09 10

按行读出，解码以后的信息序列为：

01 06 11 16 02 07 12 17 03 08 13 18 04 09 14 19 05 10 15 20，错误特性随机化了。

1.4.4.均衡：

补偿时分信道中由于多径效应而产生的码间干扰。主要指对信道中幅度和延迟进行补偿。均衡器的效果是补偿信道的频率选择性，使衰落趋于平坦、相位趋于线性。均衡器不能抵销平衰落。

信道时域响应f(t)，均衡器时域响应heq(t)，希望均衡后的信道响应为：

g(t)=f*(t)?heq(t)= δ(t)

就有：Heq(f)F*(-f)=1

Heq(f)为均衡器频域响应，F(f)为信道频域响应。

均衡器是传输信道的逆滤波器；

由于传输信道的时变性，均衡器必需是参数可变的自适应均衡器；

1.4.5.分集：

空间分集：空间发射分集、空间接收分集。

极化分集：利用水平分量和垂直分量的不相关性。

频率分集：宽带信号。

时间分集：以超过信道相干时间的时间间隔重复发射信号。

分集的三种主要合并方式：最大比合并、选择比合并、等增益合并。

●选择式合并：选择最好的支路作为输出，其它支路丢弃。

●等增益合并：调整各个支路主径的相位，使之同相，然后进行等增益相加。

●最大比合并：调整各个支路的相位，使之同相，然后按照各个支路的信噪比数值进行加

权相加。

1.4.6.信道编码：

目的：信道编码是为了保证信息传输的可靠性、提高传输质量而设计的一种编码。它是在信息码中增加一定数量的多余码元，使码字具有一定的抗干扰能力。

实质：信道编码实际上是以降低信息的传输效率为代价来增加码字的抗干扰能力。

CRC：是一种循环码，用于检错。具有很强的检错能力，而且编码器及译码器都很容易实现。卷积编码：编码方法可以用卷积运算形式表达，输入比特k，输出比特n，编码率R＝k/n。Turbo编码：Turbo码采用几项关键技术措施，交织技术、级联码技术、软输出技术、迭代技术，其性能非常优异，很好地应用了随机性编译码的条件，从而获得了几乎接近香农理论极限的译码性能。（对抗误码）但最大的缺点在于设备复杂度和译码的时延。3GPP选用turbo 码作为各类非实时业务高速数据的纠错编码。

1.5. 衰落曲线：

1.5.1.瑞利分布：

当发射机和接收机之间没有很强的视距传播路径时，瑞利分布是一个很好的信道传播模型。它可以适当地表示市区中的信道条件，其中大楼会阻碍视距传播路径，而且信号被各种物体反射后，在接收端时间上被展宽。在时域中，瑞利衰落在40 dB或更深的槽之间有不高于10 dB的周期峰值（深度衰落）（如图3a）。

在频域中，瑞利分布生成一条U形曲线（如图3b）。密集散射模型可以用来描述蜂窝通信的情况，这意味着多径信号的幅度将呈现瑞利分布，而到达角度（多径相位）

图3. 瑞利分布：a）时域；b）频域。

1.5.

2.莱斯分布：

在农村环境中，阻碍信号物体较少，多径信号包括一条很强的视距传播路径以及少量的反射路径，频谱功率呈莱斯（Rician）分布。直射路径的到达角度和直射路径与其它路径之间的功率之比相结合，决定了来自直射路径能量对多径衰落的正态瑞利模型会有多大影响。频域中的图看起来象瑞利分布，但是直射路径引起的频移处，功率有一个峰值。

图4. 莱斯分布（频域）。

1.6. 传播模型：

Okumura 模型：预测城区信号时广泛使用此模型。为成熟的蜂窝和陆地移动无线系统路径损耗提供最简单和最精确的解决方案。

模型可以表示为：50()(,)()()te re f mu area L db L A f d G h G h G =+---

50L 传播路径损耗值的50％，

Lf 自由空间传播损耗，Amu 自由空间中值损耗，()te G h 和()re G h 为基站天线高度增益因子和移动天线高度增益因子，最后一项为环境类型的增益。作为修正，Okumura-Hata 模型频率范围为150Mhz 到1500Mhz ，以市区传播损耗为标准，其他低于在此基础上进行修正。

Walfish-Ikegami 模型：考虑了屋顶和建筑物高度的影响，用来估计800－2000Mhz 城区、密集城区环境的预测。

Cost231-Hata 模型用来估计1500－2000Mhz 的宏蜂窝（1－20km ）预测。

例题：经典传播模型中 实用于150-1500 MHz 宏蜂窝预测， 适用于800-2000MHz 城区、密集市区环境预测； 适用于1500-2000 MHz 宏蜂窝预测。（A ）

A 、Okumura-Hata 、Walfish-Ikegami 、Cost231-Hata ；

B 、Cost231-Hata 、Walfish-Ikegami 、Okumura-Hata ；

C 、Walfish-Ikegam 、Okumura-Hata 、Cost231-Hata 。

1.7. 通信模型：

有效性：占用尽可能少的资源（频段、时隙、功率）传送尽可能多的信源信息。 可靠性：传输中抵抗各类可观自然干扰的能力。

安全性：安全保密性能。

2.第3代移动通信

2.1. 基本常识：

2.1.1.ARFCN

频率信道号ARFCN＝载波频率×5。

如华为频点为2132.4,则ARFCN号：2132.4×5＝10662。

2.1.2.EcIo

定义：CPICH上接收的每个码片能量与频带功率密度的比值，它等于CPICH上测量的接收信号码功率RSCP除以信道带宽内接收到的全部功率RSSI。

公式：EcIo＝RSCP/RSSI.

公共导频信道（CPICH）的Ec/Io的测量主要用于切换的判断。

2.1.

3.载干比C/I

定义：又称宽带信干比，指信号功率与干扰的比值。在WCDMA系统中，由于有了扩频和解扩，所以要求的载干比C/I远小于GSM等系统。

公式：C/I = Eb/No –处理增益

例如：WCDMA系统中，对于语音业务，Eb/No的典型值为5dB，处理增益为25dB，则C/I = Eb/No –处理增益=5dB-25dB=-20dB，即信号功率可以比干扰功率低20dB。

2.1.4.相邻信道泄漏比ACLR

定义：ACLR为发射机的关键射频参数，它是表示发射功率允许泄漏到第一或第二邻近载波的数值，单位：dB。如图所示。

f n f n+1f n+2

2.1.5.手机标识

RNTI

RNTI称为无线网路临时标识，分为C-RNTI、U-RNTI等；

C-RNTI：在一个小区内标识有RRC连接的UE；

U-RNTI：在UTRAN内标识有RRC连接的UE，U-RNTI=SRNC ID+S-RNTI;

MSISDN

MSISDN又称为移动台国际身份号码，MSISDN＝CC+NDC+SN，

其中：CC＝国家码3位（中国为＋86）

NDC＝国内目的地码7位（前3位识别网号，后4位识别归属区）

SN＝用户号码

IMSI

IMSI称为国际移动用户识别码，在WCDMA网络中唯一的识别一个移动用户的号码

IMSI＝MCC＋MNC＋MSIN，

其中：MCC－移动国家号码3位（中国为460）

MNC－移动网号2位或3位

MSIN－移动台识别号

TMSI

为了对IMSI保密，VLR给来访移动用户分配一个TMSI号码，它仅在本地使用。

P-TMSI

为了对IMSI保密，SGSN给来访的GPRS移动用户分配一个唯一的P-TMSI号码，它仅在本地使用。

2.1.6.网络标识

位置区标识LAI

由3部分组成，LAI＝MCC＋MNC＋LAC

其中：LAC为位置区编码

路由区标识RAI

路由区标识由位置区标识LAI加上路由区编码RAC组成，即：RAI=MCC+MNC+LAC+RAC。

2.1.7.多径分集

WCDMA系统中，多径分量之间的时间差要大于一个码片的长度，接收机才能将多径分量区分开来。

WCDMA的码片速率为3.84Mchip/s，码片长度为速率的倒数，即：1÷3840000chip/s＝0.26us，所以多径分量之间的时间差为0.26us；

多径分量之间的长度差＝光速÷码片速率＝3.0×108m/s÷3840000chip/s＝78m；

2.2. 基础概念：

2.2.1.帧结构：

一个无线帧的速率为3.84Mchip/s、时间为帧长10ms、分15个时隙，具体每个信道类型有不同的时隙内部信息结构。信息比特同速率之间的几个关系式如下：

;其中K与扩频因子之间的关系：SF＝256/2k简单记忆每个时隙的传送信息比特：102k

如下：每个时隙传送比特×15×SF＝3840000。

例题：下列选项满足专用上行物理信道扩频因子SF与相关每时隙承载比特数关系的是（ C ）

A.128 80

B. 128 40

C. 128 20

D. 128 10

解答：一个无线帧分15个时隙，所以每个时隙比特×SF＝3.84M/15=2560，所以SF与每时隙承载比特数之间的乘积应该等于2560。

2.2.2.OVSF码树：

举例而言，从左往右看，对于选定Cch2.1作为扩频码，那么Cch4.2不能再作为扩频码。从右往左看，加入选定Cch4.0作为扩频码，那么Cch2.0不能再作为扩频码。这可以总结成一种码的选择规则，只要满足以上选取原则的码彼此之间是正交的。

不同的SF对应了不同的业务速率。SF越大，基本信息速率越小。系统可以通过改变SF，可以相应调整业务速率。

2.2.

3. 地址码：

用户地址码：上行长扰码区分用户，各扰码的自相关性良好。

基站地址码：下行用扰码区分基站的不同扇区（小区），主扰码primary scrambling code 。 信道地址码：上下行OVSF 码区分不同信道，不同业务速率对应不同的SF 。见下表。

2.3. 重要计算：

2.3.1. 扩频增益：

定义：标识扩频系统解扩之后信躁比的改善程度，也可以表示为发送端码元扩展的倍数或者信号带宽扩展的倍数。

公式：10)10log (/s b G R R =，其中s R 为扩频后chip 的速率，b R 为扩频前的bit 速率 例题：WCDMA 系统中，系统传输带宽 3.84M ，数据速率为60k ，则系统扩频增益是

( )。 （C ） （摘自华为《WCDMA 培训多媒体系列教程》物理层习题）

A 、6d

B B 、7dB

C 、18dB

D 、23dB

计算：1010log （384/6）=1010log log(64)=18db

2.3.2. 干扰容限：

解析：表示载正常工作的条件下，接收机输入端所能承受的干扰比信号高出的分贝数值,它直观反映了扩频系统接收机所容许的干扰最大强度值。 公式：(10log()s out S M G L N

=-+，其中s L 为实际传输路径损耗 例：某扩频系统已知G ＝21db ，s L ＝5db ，10log （S/N ）＝6db ，则有M ＝21－5－6＝10db ，说明该扩频系统最大承受干扰为10db ，即容许最大干扰比信号强10倍。

2.3.3. 扩频因子：

R R，其中s R为扩频后chip的速率，b R为扩频前的bit速率；取log后称为扩频增SF＝/s b

CH表示该SF＝4。

益。每个不同的信道可能采取不同的扩频因子。如码树中选中4;3

符号速率×扩频因子＝码片速率

例题：WCDMA，码片速率＝3.84MHz，扩频因子＝4，则符号速率＝960Kbps；

2.4. 物理过程：

2.4.1.小区搜索过程：

时隙同步由于在UTRAN中所有的primary SCH的同步码都是相同的并且在每个slot的前

256chips中发送每个slot中都是相同的UE使用一个matched filter或者类似的技术就可以很容易获得时隙同步。

时隙同步后就要进行帧同步帧同步是使用secondary SCH的同步码实现的Secondary SCH的同步码一共有16个，在每个时隙中是不同的按照在每个时隙中码字的不同形成64组码序列这64组码序列有一个特性他们的循环移位后的结果是唯一的因此UE就使用这64组码序列一个一个的和接收到的信号相关相关值最大的那个就是这个小区所用的secondary 同步序列同时也确定了这个小区的扰码组和帧同步（见《WCDMA系统物理层设计》P177表）

获得这个小区的primary scrambling code主扰码获取这个码字后由于CPICH和PCCPCH都使用这个扰码而且他们的信道码是固定的UE就可以读广播信道了在上一步骤中UE获得了本小区的扰码组这个扰码组中有8个主扰码UE如何知道系统到底使用了那个通常UE就一个一个在CPICH上试直到找到相关结果最大的一个这就确定了主扰码。

2.4.2.RACH接入过程：

2.4.

3. 功率控制过程：

实际应用中主要关心上行功率控制。包括上行内环功率控制和上行外环功率控制。核心掌握：上行控制功率是控制上行。所谓环其实是以NB 为中心，NB 以下UE 之间为内环，NB 以上同RNC 之间为外环。

功率平衡、误码率平衡、信噪比（SIR ）平衡、误块率（BLER ）平衡；

上行内环功率控制根据SIR 来平衡，手机同基站之间通过TPC 指令沟通，增大或减小功率。 上行外环功控根据BLER 来平衡，RNC 通过调整SIRtarget 指令与NB 沟通。

测量SIR

2.5. 空口协议：

需要掌握的两点核心思想：分层通信、控制与承载分离的思想。逻辑信道分业务信道和控制信道。传输信道分专用、公用传输信道、目的是为了效率和扩展性。

2.6. 资源管理：

软切换涉及到激活集（Active Ser ）、监测集（Monitor Set ）、检测集（Detective Set ）。其中检测集不在网络设置的邻小区列表配置中。

2.7. 信令流程：

信道配置

功率控制

负载控制