2021年反激型开关电源电路课程设计

*欧阳光明*创编 2021.03.07

第一章设计的基本要求

欧阳光明（2021.03.07）

题目：反激型开关电源电路设计

（1）注意事项：

①学生也可以选择规定题目方向外的其它开关电源电路设计。

②通过图书馆和Internet广泛检索和阅读自己要设计的题目方向的文献资料，确定适应自己的课程设计方案。首先要明确自己课程设计的设计内容。

（2）主要技术数据

1、交流输入电压AC220V，波动±50%；

2、直流输出电压5V和12V；

3、输出电流1.5A和200mA；

4、输出纹波电压≤0.2V；

5、输入电压在±50%范围之间变化时，输出电压误差≤0.03V

（3）设计内容：

1、开关电源主电路的设计和参数选择

2、IGBT电流、电压额定的选择

3、开关电源驱动电路的设计

4、开关变压器设计

5、画出完整的主电路原理图和控制电路原理图

6、电路仿真分析和仿真结果

第二章主电路的原理

2.1 总体方案的确定

输入—EMI 滤波—整流(也就一般的AC/DC 类似全桥整流模块)—DC/DC 模块(全桥式DC —AC —高频变压器—高频滤波器—DC)—输出。系统可以划分为变压器部分、整流滤波部分和DC-DC 变换部分，以及负载部分，其中整流滤波和DC —DC 变换器构成开关稳压电源。整流电路是直流稳压电路电源的组成部分。整流电路输出波形中含有较多的纹波成分，所以通常在整流电路后接滤波电路以滤去整流输出电压的纹波。直流/直流转换电路，是整个开关稳压电源的核心部分。开关稳压电源的基本原理框图如图2.1所示。

图2.1开关稳压电源基本原理框图 2.2 反激型电路原理 反激型电路存在电流连续和电流断续两种工作模式，值得注意的是，反激型电路工作于电流连续模式时，其变压器磁芯的利用率会显著下降，因此实际使用中，通常避免该电路工作于电流连续模式。其电路原理图如图2.2所示。 图2.2 反激型电路原理图

工作过程：当S 导通时，电源电流流过变压器原边，增加，其变化为，

而副边由于二极管VD 的作用，为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当S 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为

，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应

EM I 滤 波 电

路

整流 滤波 电路 辅助 电路 反馈

电路

高 频 变 换 器 输 出 整 流 滤 波 控 制 电 路 L N +4-16 GND

强度减小，变压器放能。

第三章器件的设计选型以及参数计算

3.1 EMI 滤波电路

开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。但是，由于开关电源工作过程中的高频率、 di/ dt 和高 du/ dt 使得电磁干扰问题非常突出。开关电源工作时，电磁干扰可分为两大类：共模干扰是载流体与大地之间的干扰，干扰大小和方向一致，存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间，主要是由du/ dt 产生的，di/ dt 也产生一定的共模干扰。差模干扰是载流体之间的干扰，干扰大小相等，方向相反，其存在于电源相线与中线及相线与相线之间。典型的单相EMI电路如图3.1 所示。

图3.1 单相EMI滤波电路

其中共模电感L1和L2采取双线并绕的方式，电感量与EMI滤波器的额定电流I有关。需要指出，当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感

量，可改善低频衰减特性。Cx电容采用薄膜电容器，容量范围大致是0.01μF—0.47μF，主要用来滤除差模干扰。Cy电容跨接在输出端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。Cy亦可并联在输入端，仍选用陶瓷电容，容量范围是2200pF—0.1μF。为减小漏电流，电容量不得超过0.1μF，并且电容器中点应与大地接通。

因此，最后选取个元件参数如下：

差模干扰抑制电容：Cx=0.2μF

共模干扰抑制电感：T=20mH

共模干扰抑制电容：Cy=0.1μF

3.2 整流滤波电路

在整流滤波环节采取的是单相桥式不可控整流滤波电路，其电路图如图3.2所示。

图3.2 单相桥式不可控整流滤波电路

根据设计要求可知交流输入电压范围为110V—330V，单相桥式整流电路中，如果接有滤波电容且有负载时，输出电压一般设计为1.2倍的输入电压，滤波电容越大输出电压越高，反之越低；而在负载开路时，输出电压为交流输入电压的峰值，即倍的输入电压。这里我们以倍的输入电压来计算，则=156V—467V

二极管承受的最大压降为，所以选取二极管型号为IN4005，其最高反向峰值电压为600V。

滤波电容选用220μF的电解电容。

3.3 变压器

反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数。

设计变压器已知参数：

输入电压：

两路输出电压和电流：，；

，

反馈电压和电流:：，

输出功率

开关频率

首先应根据以下公式计算变压器的电压比：

式中，是开关工作时允许承受的最高电压，该电压值应低于所选开关器件的耐压值并留有一定裕量，是输入直流电压最大值，是变压器电压比。

根据设计要求可知交流输入电压值是220V，通过整流滤波输出的直流电压值为311V。由于有波动，输入的波动是±50%，所以，

取2倍的，故取934。

由于有两路输出和一路反馈，所以变压器变比如下：

式中：—5V的输出，—12V的输出，—20V 的反馈

—原边与输出5V的匝数比。

—原边与输出12V的匝数比。

—原边与反馈20V的匝数比。

当输出电流最大、输入直流电压为最小值时开关的占空比达到最大，假设这时反激型电路刚好处于电

流连续的临界工作模式，则根据下式可以计算出电路工作时的最大占空比

为：

取实际占空比为，计算的值，如下：

这里假定效率为?? March，则初级平均电流可由假定效率，输出总功率及最小总线电压算出。

一次侧峰值电流：

计算一次侧电感值：

选择所需铁芯时，使用法：

式中—磁芯窗口面积，单位为；

—磁芯截面积，单位为；

—磁芯工作磁感应强度，取 =0.3T；

—窗口有效使用系数，根据安全规定的要求和输出路数决定，一般为0.2～0.4，此处取0.4；

—电流密度，一般取??????Acm 。

则求得的的值为：

选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯，这样磁芯的窗口有效使用系数较高，同时

可以减小漏感，即确定选用CL????。??CL????的磁芯其具体数据为：

按如下公式计算原边匝数，

即取匝。

再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。若求出的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、副边的匝数合适。

根据上述所求得的、、求二次侧匝数，

—输出为5V的二次侧匝数，取5

—输出为12V的二次侧匝数，取11

—反馈为20V的二次侧匝数，取18

为了避免磁芯饱和，应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：

绕线的选择由设计方案可知在变压器上有三部分绕组，输入绕组电流，由=3.95A/mm2 可得绕线的截面积为

第一路输出绕组电流，

第二路输出绕组电流，

第三路反馈绕组电流，

本次设计采用AWG导线，AWG导线的相关数据如表3.3 所示

表3.3 AWG导线规格表

AWG裸线截面积圆密耳电阻重量

型号cir-milΩ/cm gm/cm

21 4.116812.3418.90.03757

22 3.243640.1531.40.02965

23 2.588510.86660.02372

24 2.047404842.10.01884

25 1.623320.310620.01498

26 1.28252.613450.01185

27 1.021201.51687.60.00945 280.8046158.82142.70.00747 290.647127.72664.30.00602 300.50671003402.20.00472 310.401379.24294.60.00372 320.324263.995314.90.00305 330.255450.416748.60.00241 340.201139.698572.80.00189 350.158931.36108490.0015 360.126624.98136080.00119 370.102620.25168010.000977

根据表1结合所计算出来的导线截面积，选择导线型号，结果如下：

输入绕组选用AWG-29；5V输出绕组绕组选用AWG-21；12V输出绕组选用AWG-30；反馈绕组选用AWG-35。

最后考虑各方面影响因素，变压器绕制采用操作工艺相对简单的

“三明治”式绕法，即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后再将初级绕组剩余的匝数绕完，最后将次级绕组包裹在里面，这样漏感最

小。该方法是通过变压器绕制工艺设计，控制变压器的漏感，进而减小MOSFET的漏源极电压尖峰。

3.4 输出侧滤波电路

变压器输出侧电路如图3.4所示：

图3.4 输出滤波电路

计算输出滤波电容：根据要求输出纹波电压≤ 0.2V，即输出纹波电的峰峰值为0.2V，

可根据输出误差估算出：

为了更好的保证输出地波形使纹波减小到最小，保证

供电质量，由图可知采用的是双滤波环节，二次滤波

电容选择和选择C1一样的电容。这里选取电容值为220μF。

选择二极管VD：输出整流二极管

，，故选取IN5391型二极管

同理由以上计算第二路输出12V，200mA的电容、电感值及二极管。

这里选取电容值为47μF。

输出整流二极管，，故选取IN4001型二极管

3.5功率IGBT及其控制电路

功率MOSFET的选择

忽略变压器漏感尖峰电压，功率MOSFET的最小电压应力为：

考虑到变压器漏感产生的尖峰电压，并留有裕量，取VDSS为1200V的管子，选用APT90GF100JN。

控制电路采用UC3842芯片控制开关器件的开通与关断。

UC3842是采用峰值电流模式控制的集成PWM控制器，专门用于构成正激型和反激型等开关电源的控制电路。

UC3842 为双列 8 脚单端输出的它激式开关电源驱动集成电路。其管脚功能如图3.5.1所示：

图3.5.1 UC3844的引脚图

该芯片虽然只有8个管脚，但是却有两个闭环控制回路，一个为内部误差放大器所构成的电压闭环控

制回路，它将输出电压反馈到第2管脚，同2.5V基准电压比较，形成误差电压。另一个为内部电流感应比较器所构成的电流闭环控制回路，变压器初级绕组中的电流在反馈电阻Rs上产生的压降，通过第3脚，与误差电压进行比较，调节PWM波的占空比。这两个控制回路都是在固定频率下工作的。

其内部电路包括振荡器、误差放大器、电流取样比较器、PWM锁存电路、5VC基准电源、欠压锁定电路、图腾柱输出电路、输出电路等，其内部结构如图3.5.2所示

1脚为补偿端，该管脚为误差放大器的输出，外接RC网络对误差放大器的频率响应进行补偿。

2脚为电压反馈端，取样电压加在误差放大器的反相输入端，与 2.5V的基准电压进行比较，产生误差电压。

图3.5.2 UC3842的内部结构

3脚为电流检测输入脚，外接电流检测电阻，将流过初级绕组上的电流实时反馈到控制器，当3脚电压等于或高于1V时，电流检测比较器输出高电平，复位PWM 锁存器，从而关闭输出脉冲，起到过流保护作用。

4脚外接定时RC网络，用以确定振荡器的工作频率，其频率通过式确定。

5脚是地，是控制电路和电源的公共地。

6脚为输出端，采用图腾柱式输出，最大峰值电流为1A，能直接驱动功率MOSFET的栅极。

7脚为集成电路的正电源，其开启电压为16V，关闭阀值为10V。一旦芯片开始工作，该芯片就能在10-16V之间波动的电源供电条件下正常工作，6V的差值电压可有效地防止电路在给定工作电压附近振荡。当开关电源通电瞬间，高压直流电通过一个大阻值的电阻降压供给UC3844，当7脚的电压大于16V时，芯片立即启动，此时启动电流小于1mA，此时无输出，6脚输出正脉冲，使变压器也启动工作，变压器一路输出绕组专门给UC3844供电，以保持芯片继续正常工作，此时的工作电流约为15mA。在第7脚设有一个34V的齐纳管稳压管，用于保证其内部电路绝对工作在34V以下，防止高压可能带来的损坏。

8脚为基准电压输出，产生精确的+5V基准电压，并具有一定的带载能力，带载能力可达50mA。通常我们通过测量该脚是否有稳定的+5V输出来判断该IC是否正常工作。

振荡器的振荡频率由外接的电阻和电容决定，而外接电容同时还决定死区时间长短。死区时间、开关频率同选取开关频率和电容的关系如下所示：

死区时间，频率。

死区时间，开关频率，

求得，。

这里选用40nF的瓷片电容，则电阻值计算为

3.6 反馈电路

反馈电路的基准电压使用的是TL431，其参数如下：

a.最大输入电压为 37V；

b.最大工作电流 150mA；

c.内基准电压为 2.5V；

d.输出电压范围为 2.5—30V 满足电路要求。

电压反馈电路的原理图如图3.6所示

图3.6 电压反馈电路原理图

输出电压通过集成稳压器TL431和光电耦合器反馈到UC3842的①脚，调节R1、R2的分压比可设定和调节输出电压，达到较高的稳压精度。如果输出电压Uo升高，则集成稳压器TL431的阴极到阳极的电流增大，使光电耦合器输出的三极管电流增大，即UC3842①脚对地的分流变大，UC3842的输出脉宽相应变窄，输出电压Uo减小。同样, 如果输出电压Uo减小，则可通过反馈调节使之升高。

R1、R2 的值都取1.5kΩ，在TL431的K极得到一个2.5V的基准电压，输出电压变

化时，加在光耦合器上的电压发生变化，反馈到

UC3842 的电压也发生变化，通过调节占空比便可调节输出的变化。

光电耦合部分电流放大系数传输比（CTR）通常用直流电流传输比来表示。当输出电压保持恒定时，它等于直流输出电流Ic与直流输

入电流If的百分比，即CTR=IC/ IF×100%。

选用光耦合器4N25，其CTR=20％，直流输入电流 IF=50mA

可以求得

一、EMI滤波电路

4.3滤波输出波形（60Hz干扰）

如果输入有高频电压干扰，通过EMI滤波电路其将会被滤掉，结果输出波形仍是50Hz的交流正弦电压波。

二、整流电路

其仿真电路如图4.4 所示：

图4.4 整流电路

整流后输出直流电压波形如图4.5所示：

图4.5 整流输出直流电压波形

输入为220V的交流电，整流输出

，输出波形符合计算值结果。

三、反激型电路

图4.6 反激型电路

其中使用到VPULSE其参数含义如下所示：V1 —起始电压

V2 —脉冲电压

PW —脉冲宽度

TD —延迟时间

TR —上升时间

TF —下降时间

输出5V的仿真图如图4.7所示：

图4.7 输出5V直流波形

输出12V的仿真图如图4.8所示：

图4.8 输出12V直流波形四、控制电路

其仿真电路如图4.9 所示：

图4.9 UC3842控制电路图

其UC3842输出端电压波形如图4.10所示

图4.10 UC3842输出端电压波形五、反馈电路

图4.11 反馈电路

本电路采取311V直流电作为电源，变压器由两个电感和K元件组成，MOSFET由Sbreak元件代替，Sbreak无开关损耗，因此被用在理论仿真中非常合适。Sbreak右侧的1kΩ电阻消耗Sbreak关断后一次侧电感的储能，电路中增加了负反馈，用以稳定输出电压，输出电压波形见图 4.12，可以看出输出电压是稳定的5V左右。

图4.12 带有反馈的输出电压波形

反馈电路采取采样电压和固定频率的单极性三角波比较的方式，当三角波高于输出采样电压时TABLE 元件输出高电压，当三角波低于输出采样电压时TABLE元件输出低电压。当输出采样电压升高时，TABLE元件输出的电压占空比减小，此电压加在Sbreak上，控制其开断，使输出电压降低，从而达到稳定输出电压的作用。

三角波的输出电压波形如图4.13所示：

图4.13 三角波的输出电压波形

第五章结论和心得体会

长达两周时间的课程设计悄然结束了，这次的课程设计不仅运用到了自己所学习到的关于开关电源的

知识，也培养了自己如何去整体把握和完成一件事情。在设计过程中，与同学分工设计，和同学们相互探讨，相互学习。

课设是非常需要耐心和付出许多精力的，在这个过程中我们把所学的理论知识与实践相结合，又提高了自己的实际动手的能力和独立思考的能力。作为一名电气专业的大三学生, 我觉得做开关电源课程设计是十分有意义且有必要的。在本次课程设计的过程中，我感触最深的是为了找到自己想要的资料而在网络和书籍上进行大量的查阅了。另外，在这次课程设计中，我也学会了仿真软件ORCAD的使用，虽然过去从接触过这一软件，但短短两周的时间却让我对它强大的仿真能力有了较大的认识。

这次的课程设计是我们专业课程知识综合应用的实践训练，这是我们迈向社会，从事职业工作前一个必不少的过程。通过这次课程设计，我深深体会到学会脚踏实地迈开每一步，就是为明天能稳健地在社会大潮中奔跑打下坚实的基础。

同时我认为我们的工作是一个团队的工作，团队需要个人，个人也离不开团队，必须发扬团结协作的精神。某个人的离群都可能导致导致整项工作的失败。实习中只有一个人知道原理是远远不够的，必须让每个人都知道，否则一个人的错误，就有可能导致整个工作失败。团结协作是我们实习成功的一项非常重要的保证。而这次实习也正好锻炼我们这一点，这也是非常宝贵的。

对我而言，知识上的收获重要，精神上的丰收更加可喜。挫折是一份财富，经历是一份拥有。这次实习必将成为我人生旅途上一个非常美好的回忆！

附录总电路图

参考文献

1.杨旭等开关电源技术机械工业出版社 2004.3

2.张占松蔡宣三开关电源的原理与设计电子工业出版社1998

3.吕征宇，陈国柱，钱照明开关电源中传导差模EMI 的抑制方法浙江省电源学会第七届学术学位论文集

4.张占松高频开关稳压电源（第一版）广东科技出版社 1992

5.王英剑常敏慧何希才新型开关电源实用技术电子工业出版社 1999.4

6.王志强开关电源设计(第二版) 电子工业出版社2005

7. Jai P Agrawal. Power Electronic System Theory and Design. Prentice Hall，2011