反激型开关电源电路课程设计

第一章设计的基本要求

题目：反激型开关电源电路设计

（1）注意事项：

①学生也可以选择规定题目方向外的其它开关电源电路设计。

②通过图书馆和Internet广泛检索和阅读自己要设计的题目方向的文献资料，确定适应自己的课程设计方案。首先要明确自己课程设计的设计内容。

（2）主要技术数据

1、交流输入电压AC220V，波动±50%；

2、直流输出电压5V和12V；

3、输出电流和200mA；

4、输出纹波电压≤；

5、输入电压在±50%范围之间变化时，输出电压误差≤

（3）设计内容：

1、开关电源主电路的设计和参数选择

2、IGBT电流、电压额定的选择

3、开关电源驱动电路的设计

4、开关变压器设计

5、画出完整的主电路原理图和控制电路原理图

6、电路仿真分析和仿真结果

第二章主电路的原理

总体方案的确定

输入—EMI滤波—整流(也就一般的AC/DC类似全桥整流模块)—DC/DC模块(全桥式DC—AC—高频变压器—高频滤波器—DC)—输出。系统可以划分为变压器部分、整流滤波部分和DC-DC变换部分，以及负载部分，其中整流滤波和DC—DC变换器构成开关稳压电源。整流电路是直流稳压电路电源的组成部分。整流电路输出波形中含有较多的纹波成分，所以通常在整流电路后接滤波电路以滤去整流输出电压的纹波。直流/直流转换电路，是整个开关稳压电源的核心部分。开关稳压电源的基本原理框图如图所示。

图开关稳压电源基本原理框图

反激型电路原理

反激型电路存在电流连续和电流断续两种工作模式，值得注意的

是，反激型电路工作于电流连续模式时，其变压器磁芯的利用率会显著下降，因此实际使用中，通常避免该电路工作于电流连续模式。其电路原理图如图所示。

图 反激型电路原理图

工作过程：当S 导通时，电源电流流过变压器原边，1i 增加，其变化为1

1//W U dt di s =，

而副边由于二极管VD 的作用，2i 为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当S 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流2i 在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为2

2//W U dt di o =，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。

第三章 器件的设计选型以及参数计算

EMI 滤波电路

开关电源以其效率高、体积小、输出稳定性好的优点而迅速发展起来。但是，由于开关电源工作过程中的高频率、 di/ dt 和高 du/ dt 使得电磁干扰问题非常突出。开关电源工作时，电磁干扰可分为两大类：共模干扰是载流体与大地之间的干扰，干扰大小和方向一致，存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间，主要是由du/ dt 产生的，di/ dt 也产生一定的共模干扰。差模干扰是载流体之间的干扰，干扰大小相等，方向相反，其存在于电源相线与中线及相线与相线之间。典型的单相EMI电路如图所示。

图单相EMI滤波电路

其中共模电感L1和L2采取双线并绕的方式，电感量与EMI滤波器的额定电流I有关。需要指出，当额定电流较大时，共模扼流圈的线径也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外，适当增加电感量，可改善低频衰减特性。Cx电容采用薄膜电容器，容量范围大致是μF—μF，主要用来滤除差模干扰。Cy电容跨接在输出端，并将电容器的中点接地，能有效地抑制共模干扰。Cy亦可并联在输入端，仍选用陶瓷电容，容量范围是2200pF—μF。为减小漏电流，电容量不

得超过μF ，并且电容器中点应与大地接通。

因此，最后选取个元件参数如下： 差模干扰抑制电容：Cx=μF 共模干扰抑制电感：T=20mH 共模干扰抑制电容：Cy=μF

整流滤波电路

在整流滤波环节采取的是单相桥式不可控整流滤波电路，其电路图如图所示。

图 单相桥式不可控整流滤波电路

根据设计要求可知交流输入电压范围为110V —330V ，单相桥式整流电路中，如果接有滤波电容且有负载时，输出电压一般设计为倍的输入电压，滤波电容越大输出电压越高，反之越低；而在负载开路时，输出电压为交流输入电压的峰值，即2倍的输入电压。这里我们以2倍的输入电压来计算，则Uo =156V —467V

二极管承受的最大压降为467V 330×2 ，所以选取二极管型号为IN4005，其最高反向峰值电压为600V 。

滤波电容选用220μF 的电解电容。

变压器

反激式变压器是反激开关电源的核心，它决定了反激变换器一系列的重要参数。

设计变压器已知参数： 输入电压：

V

U i 311=

两路输出电压和电流：

V

U o 51=，

A

I o 5.11=；

V

U o 122=，

mA

I o 2002=

反馈电压和电流:：V

U f 20=，

mA

I f 50=

输出功率W P o 9.1005.0202.0125.15=?+?+?=

开关频率

kHz

f s 50=

首先应根据以下公式计算变压器的电压比：

max max

s i T o

U U k U -=

式中，

max

s U 是开关工作时允许承受的最高电压，该电压值应低于

所选开关器件的耐压值并留有一定裕量，max i U

是输入直流电压最大值，T

k 是变压器电压比。

根据设计要求可知交流输入电压值是 220V ，通过整流滤波输出的直流电压值为311V 。由于有波动，输入的波动是±50%，所以

V

U i 467)5.01(311max =+?=，

max

s U 取2倍的

max

i U ，故

max

s U 取934V 。

由于有两路输出和一路反馈，所以变压器变比如下：

4

.935

467

9341max max 1=-=-≤

o i s T U U U k

9

.3812467

9342max max 2=-=-≤

o i s T U U U k 4

.2320467

9343max max 3=-=-≤

o i s T U U U k

式中：

1

o U —5V 的输出，

2

o U —12V 的输出，

3

o U —20V 的反馈

1T k —原边与输出5V 的匝数比。 2

T k —原边与输出12V 的匝数比。 3

T k —原边与反馈20V 的匝数比。

当输出电流最大、输入直流电压为最小值时开关的占空比达到最大，假设这时反激型电路刚好处于电流连续的临界工作模式，则根据下式可以计算出电路工作时的最大占空比

max

D 为：

75.05

.02220467934467

934min max =??+--=+=

i o T o T U U k U k D

取实际占空比为0.45D =，计算

T

k 的值，如下：

4.456

.0531145.0145.06.0)1(

1o i 1=+?-=+?-=）（）（）（U U D D k T

2.206.012311

45.0145.06.0)1(

1o i 1=+?-=+?-=）（）（）（U U D D k T

4.126

.020311

45.0145.06.0)1(

1o i 1=+?-=+?-=）（）（）（U U D D k T

这里假定效率为90%，则初级平均电流av

I 可由假定效率η=0.9，

输出总功率

W

P o 9.1005.0202.0125.15=?+?+?=及最小总线电压

min

i U 算出。

A

U P I i o av 081.05.03119.09

.10min =??=?=

η

一次侧峰值电流：

A D I I av p 216.075.02

081.02max =?=?

=

计算一次侧电感值：

H I U D L m 4.32216

.010*******.0f 3p s imax max 1=???==

选择所需铁芯时，使用

e w

A A 法：

1.14

4

1max 10p p e w c c

L I A A A B k d ????==

? ???

式中

A w

—磁芯窗口面积，单位为2cm ；

e

A —磁芯截面积，单位为2cm ； max

B —磁芯工作磁感应强度，取

max

B =；

c

k —窗口有效使用系数，根据安全规定的要求和输出路数决定，

一般为～，此处取；

c

d —电流密度，一般取395A/cm2。

则求得的

e w

A A 的值为：

47.1395

4.03.010216.0104.32)

d k 10(

43-14

.1c

c max 41=?????=??==）（B I L A A A p w e p 4cm

选择合适的磁芯，一般尽量选择窗口长宽之比较大的磁芯，这样

磁芯的窗口有效使用系数较高，同时可以减小漏感，即确定选用CL-76。 CL-76的磁芯其具体数据为：

224

0.36cm , 4.03cm , 1.45cm e w p A A A ===

按如下公式计算原边匝数，

2.21636

.03.010********f 41034

e max s 4max 1=?????=?=A B U N i

即取2161=N 匝。

再根据原、副边的匝比关系可以求出副边的匝数。若求出的匝数不是整数，这时应该调整某些参数，使原、 副边的匝数合适。

根据上述所求得的

1

T k 、

2

T k 、

3

T k 求二次侧匝数，

8.44.45216

111===

T o k N N 7.102.20216

212===

T o k N N 4.174

.12216

313===

T o k N N 1

o N —输出为5V 的二次侧匝数，取5 2o N —输出为12V 的二次侧匝数，取11 3o N —反馈为20V 的二次侧匝数，取18

为了避免磁芯饱和，应该在磁回路中加入一个适当的气隙，计算如下：

mm 586.03.01036.0216.00324.01041042

4-27-2

m

e 2

p

p 7-=?????=??=

ππB A I L l g

绕线的选择由设计方案可知在变压器上有三部分绕组，输入绕组电流 A I 216.0in =，由c d =3.95A/mm2 可得绕线的截面积为

2c in in mm 0537.095

.3216.0d ===

I S 第一路输出绕组电流 A I 5.1o1=，2c o1o1mm 3797.095

.35

.1d ===

I S 第二路输出绕组电流 A I 2.0o2=，2c o22mm 0506.095

.32.0d ===

I S o 第三路反馈绕组电流 A I 05.0o3=，

2c o33mm 0127..095

.305.0d ===

I S o 本次设计采用AWG 导线，AWG 导线的相关数据如表 所示

表 AWG 导线规格表

根据表1结合所计算出来的导线截面积，选择导线型号，结果如下：

输入绕组选用AWG-29；5V输出绕组绕组选用AWG-21；12V输出绕组选用AWG-30；反馈绕组选用AWG-35。

最后考虑各方面影响因素，变压器绕制采用操作工艺相对简单的

“三明治”式绕法，即初级绕组先绕一半，再绕次级绕组，绕后再将初级绕组剩余的匝数绕完，最后将次级绕组包裹在里面，这样漏感最

小。该方法是通过变压器绕制工艺设计，控制变压器的漏感，进而减小MOSFET的漏源极电压尖峰。

输出侧滤波电路

变压器输出侧电路如图所示：

C1

C2

L1

L2

VD

图 输出滤波电路

计算输出滤波电容：根据要求输出纹波电压 ≤ ，即输出纹波电的峰峰值为，

可根据输出误差估算出：

A I I o 545.103.15.1)03.01(OUT(max)=?=+?=

F H V f I C p

p OUT μ5.1542

.0z k 50545

.1(max)1=?=

?=

-

为了更好的保证输出地波形使纹波减小到最小，保证供电质量，由图 可知采用的是双滤波环节，二次滤波电容选择和选择C1一样的电容。这里选取电容值为220μF 。

选择二极管VD ：输出整流二极管V V V V OUT R 10522=?=＞，

A I I OUT R 5.11＞＞，故选取IN5391型二极管

同理由以上计算第二路输出12V ，200mA 的电容、电感值及二极管。

A I I o 206.003.12.0)03.01(OUT(max)=?=+?=

F H V f I C p

p OUT μ6.202

.0z k 50206

.0(max)1=?=

?=

-

这里选取电容值为47μF 。

输出整流二极管V V V V OUT R 241222=?=＞，A I I OUT R 2.01＞＞，故选取IN4001型二极管

功率IGBT 及其控制电路

功率MOSFET 的选择

忽略变压器漏感尖峰电压，功率MOSFET 的最小电压应力为：

()()V

V V V V N N V V V in s p D o DS 10114675216

6.012/(max)max (min)=+?+=++=

考虑到变压器漏感产生的尖峰电压，并留有裕量，取VDSS 为1200V 的管子，选用APT90GF100JN 。

控制电路采用UC3842芯片控制开关器件的开通与关断。 UC3842是采用峰值电流模式控制的集成PWM 控制器，专门用于构成正激型和反激型等开关电源的控制电路。

UC3842 为双列 8 脚单端输出的它激式开关电源驱动集成电路。其管脚功能如图所示：

图 UC3844的引脚图

该芯片虽然只有8个管脚，但是却有两个闭环控制回路，一个为内部误差放大器所构成的电压闭环控制回路，它将输出电压反馈到第2管脚，同基准电压比较，形成误差电压。另一个为内部电流感应比较器所构成的电流闭环控制回路，变压器初级绕组中的电流在反馈电阻

Rs上产生的压降，通过第3脚，与误差电压进行比较，调节PWM波的占空比。这两个控制回路都是在固定频率下工作的。

其内部电路包括振荡器、误差放大器、电流取样比较器、PWM锁存电路、5VC基准电源、欠压锁定电路、图腾柱输出电路、输出电路等，其内部结构如图所示

1脚为补偿端，该管脚为误差放大器的输出，外接RC网络对误差放大器的频率响应进行补偿。

2脚为电压反馈端，取样电压加在误差放大器的反相输入端，与的基准电压进行比较，产生误差电压。

图 UC3842的内部结构

3脚为电流检测输入脚，外接电流检测电阻，将流过初级绕组上的电流实时反馈到控制器，当3脚电压等于或高于1V时，电流检测比较器输出高电平，复位PWM 锁存器，从而关闭输出脉冲，起到过流保护作用。

4脚外接定时RC 网络，用以确定振荡器的工作频率，其频率通过

式

)(75

.1kHz C R f t

t =

确定。

5脚是地，是控制电路和电源的公共地。

6脚为输出端，采用图腾柱式输出，最大峰值电流为1A ，能直接驱动功率MOSFET 的栅极。

7脚为集成电路的正电源，其开启电压为16V ，关闭阀值为10V 。一旦芯片开始工作，该芯片就能在10-16V 之间波动的电源供电条件下正常工作，6V 的差值电压可有效地防止电路在给定工作电压附近振荡。当开关电源通电瞬间，高压直流电通过一个大阻值的电阻降压供给UC3844，当7脚的电压大于16V 时，芯片立即启动，此时启动电流小于1mA ，此时无输出，6脚输出正脉冲，使变压器也启动工作，变压器一路输出绕组专门给UC3844供电，以保持芯片继续正常工作，此时的工作电流约为15mA 。在第7脚设有一个 34V 的齐纳管稳压管，用于保证其内部电路绝对工作在34V 以下，防止高压可能带来的损坏。

8脚为基准电压输出，产生精确的+5V 基准电压，并具有一定的带载能力，带载能力可达50mA 。通常我们通过测量该脚是否有稳定的+5V 输出来判断该IC 是否正常工作。

振荡器的振荡频率由外接的电阻

T

R 和电容

T

C 决定，而外接电容同

时还决定死区时间长短。死区时间、开关频率同选取开关频率T

R 和电

容

T

C 的关系如下所示：

死区时间T D C t 300=，频率 T

T t C R f 75

.1=

。

死区时间s t D μ11=，开关频率 kHz f t 50=， 求得nF C T 7.36=，Ω=954T R 。

这里选用40nF 的瓷片电容，则电阻值计算为Ω=875T R

反馈电路

反馈电路的基准电压使用的是TL431，其参数如下： a.最大输入电压为 37V ； b.最大工作电流 150mA ； c.内基准电压为 ；

d.输出电压范围为 —30V 满足电路要求。 电压反馈电路的原理图如图所示

①

图 电压反馈电路原理图

输出电压通过集成稳压器TL431和光电耦合器反馈到UC3842的①脚，调节R1、R2的分压比可设定和调节输出电压，达到较高的稳压精度。如果输出电压Uo 升高，则集成稳压器TL431的阴极到阳极的电流增大，使光电耦合器输出的三极管电流增大，即UC3842①脚对地的分

流变大，UC3842的输出脉宽相应变窄，输出电压Uo 减小。同样, 如果输出电压Uo 减小，则可通过反馈调节使之升高。

R1、R2 的值都取Ω，在TL431的K 极得到一个的基准电压，输出电压变

化时，加在光耦合器上的电压发生变化，反馈到 UC3842 的电压也发生变化，通过调节占空比便可调节输出的变化。

光电耦合部分电流放大系数传输比（CTR ）通常用直流电流传输比来表示。当输出电压保持恒定时，它等于直流输出电流Ic 与直流输

入电流If 的百分比，即CTR=IC/ IF×100%。

选用光耦合器 4N25，其 CTR=20％，直流输入电流 IF=50mA 可以求得

Ω=?--=

33610507

.05.2203

-3R

至此，器件的设计选型以及参数计算基本结束。

第四章电路的仿真和结果

一、EMI滤波电路

其仿真电路如图所示：

EMI滤波电路

分别输入50Hz交流电压和50kHz以及60Hz高低频干扰电压，滤波输出电压波形如图和所示：

滤波输出波形（50kHz干扰）

滤波输出波形（60Hz干扰）

如果输入有高频电压干扰，通过EMI滤波电路其将会被滤掉，结果输出波形仍是50Hz的交流正弦电压波。

二、整流电路