某V-M双闭环不可逆直流调速系统设计

运动控制系统

课程设计

题目：某V-M双闭环不可逆直流调速系统设计

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日期：2014年月日

目录

1 绪论 (1)

1.1 研究背景 (1)

1.2 研究目的与意义 (1)

2 课程设计概述与要求 (2)

2.1 课程设计概述 (2)

2.2课程设计要求........................................................... 错误！未定义书签。

3 转速、电流双闭环直流调速系统的组成 (3)

4 调速系统主电路元部件的确定及其参数计算 4

4.1变压器参数选取 (4)

4.1.1变压器二次侧电压U2的计算 (4)

4.1.2一次、二次侧相电流I1、I2的计算 (4)

4.1.3 变压器容量S的计算 5

4.2 平波电抗器参数计算 5

4.2.1电流连续的临界电感量L1的计算 5

4.2.2限制输出电流脉动的临界电感量L2的计算 5

4.2.3电动机电感量L D的计算 6

4.2.4实际串入平波电抗器的电感量L的计算 6

4.3可控晶闸管参数计算 6

4.3.1晶闸管的额定电压计算 6

4.3.2晶闸管的额定电流计算7

4.3.3三相桥式全控整流电路原理7

4.3.4 整流电路及晶闸管保护电路设计8

4.4 过电压保护和du/dt限制9

4.5 过电流保护和di/dt限制10

5 控制系统设计10 5.1 双闭环调速系统的动态结构10 5.2 电流调节器的设计11 5.2.1 电流环结构框图的化简11

5.2.2 电流环结构框图小惯性环节近似处理12 5.2.3 电流调节器结构的选择12 5.2.4 电流调节器的实现13 5.2.5 电流调节器的参数计算13

5.3转速调节器的设计15 5.3.1 转速环结构框图的化简15 5.3.2转速调节器结构的选择16 5.3.3转速调节器的实现17

5.3.4 转速调节器的参数计算17

6 触发电路的选择与原理图19

7 双闭环直流调速系统MATLAB仿真22

8 设计总结23 9参考文献24 附录V-M双闭环不可逆直流调速系统电气原理图25

1绪论

1.1 研究背景

双闭环不可逆调速系统在上世纪七十年代在国外一些发达国家兴起，经过数十年的发展已经成熟，在二十一世纪已经实现了数字化与智能化。我国在直流调速产品的研发上取得了一定的成就，但和国外相比仍有很大差距。我国自主的全数字化直流调速装置还没有全面商用，产品的功能上没有国外产品的功能强大。而国外进口设备价格昂贵，也给国产的全数字控制直流调速装置提供了发展空间。

目前，发达国家应用的先进电气调速系统几乎完全实现了数字化，双闭环控制系统已经普遍的应用到了各类仪器仪表，机械重工业以及轻工业的生产过程中。随着全球科技日新月异的发展，双闭环控制系统总的发展趋势也向着控制的数字化，智能化和网络化发展。而在我们国内，双闭环控制也已经经过了几十年的发展时期，目前已经基本发展成熟，但是目前的趋势仍是追赶着发达国家的脚步，向着数字化发展。

1.2 研究目的与意义

直流电动机因具有良好的起、制动性能，宜于在大范围内平滑调速，在许多需要调速或快速正反向的电力拖动领域中得到了广泛应用。晶闸管问世后，生产出成套的晶闸管整流装置，组成晶闸管—电动机调速系统（简称V-M系统）。采用速度、电流双闭环直流调速系统,可以充分利用电动机的过载能力获得最快的动态过程，调速范围广，精度高，和旋转变流机组及离子拖动变流装置相比，晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上都有很大提高，而且在技术性能上也显示出较大的优越性，动态和静态性能均好，且系统易于控制。双闭环系统的转速环用来控制电动机的转速，电流环控制输出电流；该系统可以自动限制最大电流，能有效抑制电网电压波动的影响；且采用双闭环控制提高了系统的阻尼比，因而较之单闭环控制具有更好的控制特性。

尽当今功率半导体变流技术已有了突飞猛进的发展，但在工业生产中V-M 系统的应用还是有相当的比重。所以以此为课题进行研究具有一定的实用价值。

2 课程设计概述与要求

2.1 课程设计概述

某电动拖车， V-M双闭环不可逆直流调速系统，技术要求：

1.该调速系统能进行平滑的速度调节，负载电机不可逆运行，具有较宽的调速范围（D≥10），系统在工作范围内能稳定工作。

2.系统静特性良好，无静差（静差率s≤0.2）。

3.动态性能指标：转速超调量δn＜8%，电流超调量δi＜5%，动态速降Δn ≤8-10%，调速系统的过渡过程时间（调节时间）ts≤1s 。

4.系统在5%负载以上变化的运行范围内电流连续。

5.调速系统中设置有过电压、过电流等保护，并且有制动措施。

2.2 课程设计要求

1.根据题目的技术要求，分析论证并确定主电路的结构型式和闭环调速系统的组成，画出系统组成的原理框图。

2.调速系统主电路元部件的确定及其参数计算（包括有变压器、电力电子器件、平波电抗器与保护电路等）。

3.驱动控制电路的选型设计（模拟触发电路、集成触发电路、数字触发器电路均可）。

4.动态设计计算：根据技术要求，对系统进行动态校正，确定ASR调节器与ACR调节器的结构型式及进行参数计算，使调速系统工作稳定，并满足动态性能指标的要求。

5．绘制V-M双闭环直流不可逆调速系统的电气原理总图（要求计算机绘图）。

6.整理设计数据资料，课程设计总结，撰写设计计算说明书。

技术数据：

1.三相桥式晶闸管整流装置：Rrec=0.032ΩΩ，Ks=45-48。

2.负载电机额定数据：PN=90KW，UN=440V，IN=220A，nN=1800r/min，Ra=0.088Ω，λ=1.5。

3.系统主电路：R∑=0.12Ω，Tm=0.1s。

3 转速、电流双闭环直流调速系统的组成

开环直流调速系统调节控制电压Uc就可改变电动机的转速。如果负载的生产工艺对运行时的静差率要求不高，这样的开环调速系统都能实现一定范围内的无级调速，但是，对静差率有较高要求时，开环调速系统往往不能满足要求。这时就要采用闭环调速系统。

采用PI调节的单个转速闭环直流调速系统可以保证系统稳定的前提下实现转速无静差。但是，如果对系统的动态性能要求较高，单环系统就难以满足需要。这是就要考虑采用转速、电流双环控制的直流调速系统。为了实现转速和电流两种负反馈分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流。二者之间实行嵌套（串联）联接。把转速调节器的输出当作电流调节器的输入，再用电流调节器的输出去控制电力电子变换器UPE。从闭环结构上看，电流环在里面，称作内环；转速环在外边，称作外环。这就形成了转速、电流双闭环调速系统。转速、电流双闭环直流调速系统组成的原理框图如下图3.1所示。

图3.1 转速、电流双闭环直流调速系统原理框图

图3.1说明：ASR—转速调节器，ACR—电流调节器， TG—测速发电机，TA—电流互感器，UPE—电力电子变换器，Un*—转速给定电压，Un—转速反馈电压， Ui*—电流给定电压，Ui—电流反馈电压。

为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用PI调节器。两个调节器的输出都是带限幅作用的，转速调节器ASR的输出限幅电压Uim*决定了电流给定电压的最大值，电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电

力电子电换器的最大输出电压Udm 。双闭环直流调速系统电路原理图如下图3.2所示。

图3.2 双闭环直流调速系统电路原理图

4调速系统主电路元部件的确定及其参数计算 4.1 变压器参数选取

4.1.1 变压器二次侧电压U 2的计算

由于整流输出电压d u 的波形在一周期内脉动6次的波形相同，因此在计算时只需对一个脉冲进行计算。由此得整流输出平均电压

α

c o s 34.22U U

d = （ 60≤α） 显然d d u U ≈=440V ，如果忽略晶闸管和电抗器的压降，则可以求得变压器副边输出电压

2

/334.2440

2?=

U =217.1V (通常取导通角α为 30)

取2U =220V 变压比12U 380K 1.73U 220

=

== 4.1.2 一次、二次侧相电流I 1、I 2的计算

选取K I1=0.816，K I2=0.816

原边输出有效电流

11 1.05 1.050.816220108.961.73I d K I I A K ??===

副边输出有效电流

220.816220179.52I d I K I A ==?=

4.1.3 变压器容量S 的计算

1111S m U I = 1112m S I U =

()121

2

S S S =+

式中m 1、m 2—一次、二次侧绕组的相数；所以

11133380108.96124.21S U I KV A ==??=?

22233220175.92116.11S U I KV A ==??=?

()()121

1/2124.21116.11120.162

S S S KV A =+=?+=?

考虑到晶闸管和电抗器的压降，变压器本身的漏磁，并根据变压器应留有一定裕量的原则，选择参数为额定容量为150KVA 。

4.2 平波电抗器参数计算

在V-M 系统中，脉动电流会增加电机的发热，同时也产生脉动转矩，对生产机械不利，为了避免或减轻这种影响，须设置平波电抗器。平波电抗器的电感量一般按低速轻载时保证电流连续的条件来选择。通常首先给定最小电流in m I (以A 为单位通常取电动机额定电流的5%-10%)，再利用它计算所需的总电感量（以

mH 为单位），减去电枢电感，即得平波电抗器应有的电感值。

4.2.1电流连续的临界电感量L 1的计算

平波电抗器的临界电感量L 1（单位mH ）可由下式计算

12

1dmin

K U L I =

式中K 1为与整流电路形式有关的系数，可由表查得K 1=0.693，由技术要求知Idmin=10%IdN=20.4545A ，所以：

L=0.639Ud/Idmin=(0.639*440)/20.4545=13.74563mH=0.0137H

4.2.2限制输出电流脉动的临界电感量L 2的计算

由于晶闸管整流装置的输出电压是脉动的，因此输出电流波形也是脉动的。该脉动电流可以看成一个恒定直流分量和一个交流分量组成。通常伏在需要的只是直流分量，对电动机负载来说，过大的交流分量会使电动机换向恶化和铁耗增

加，引起过热。因此，应在直流侧传入平波电抗器，用来限制输出电流的脉动量。平波电抗器的临界电感量L 2（单位mH ）可由下式计算

22

2i d

K U L S I =

式中K 2为与整流电路形式有关的系数，S i 为电流最大允许脉动系数，通常三相电路()i 5~10%S ≤。

根据本电路形式查表可得K 2=1.045，所以

2 1.04522010.45mH 10%220L ?==?

4.2.3电动机电感量L D 的计算

电动机电感量L D （单位mH ）可按下式计算

3

102D d D d

K U L pnI ?=

式中U d 、L d 、n —直流电动机额定电压、额定电流和额定转速；P —电动机磁极对数；D K —计算系数，对一般无补偿电机取D K =8~12。所以

3

1044010 2.78221800220

D L mH ??==??? （取P=2,D K =10）

4.2.4实际串入平波电抗器的电感量L 的计算

由于变压器的漏电感很小，可以忽略不计，那么串入平波电抗器的电感量

()12max ,13.86 2.7811.08D L L L L mH =-=-= 取其电感值为12mH

根据电感量大小取其电阻为0.2Ω

4.3可控晶闸管参数计算 4.3.1晶闸管的额定电压计算

通常取晶闸管的断态重复峰值电压DRM U 和反向重复峰值电压RRM U 中较小的标值作为该器件的额定电压。选用时，额定电压要留有一定裕量，一般取额定电压为正常工作电压时晶闸管所承受峰值电压的2-3倍。本设计中峰值电压

==26U U TM 538.9V

故晶闸管电压定额()()()2~32~3538.91077.8~1616.7TN TM U U V ==?= 取其电压定额TN U =1500V 。

4.3.2晶闸管的额定电流计算

晶闸管的电流定额主要由其通态平均电流T I 来标称，规定为晶闸管在环境为C 40和规定的冷却状态下，稳定结温不超过额定结温是允许流过的最大工频正弦半波电流的平均值。因此在使用时同样应按照实际波形的电流与通态平均电流所造成的发热效应相等，即有效值相等的原则来选取晶闸管的电流定额，并留有一定裕量。一般取其通态平均电流为此原则所得计算结果的1.5-2倍。可按下式计算：

()(

)

f b d m = 1.5~2K I T A V I

式中计算系数fb K =f K /1.57b K 由整流电路型式而定，f K 为波形系数，b K 为共阴极或共阳极电路的支路数。当0α=时，三相全控桥电路fb K =0.368

故晶闸管额定电流

取其电流定额为200A 。

4.3.3三相桥式全控整流电路原理

变压器调速是直流调速系统用的主要方法，调节电枢供电电压所需的可控制电源通常有3种：旋转电流机组，静止可控整流器，直流斩波器和脉宽调制变换器。旋转变流机组简称G-M 系统，适用于调速要求不高，要求可逆运行的系统，但其设备多、体积大、费用高、效率低、维护不便。静止可控整流器又称V-M 系统，通过调节触发装置GT 的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变U d ，从而实现平滑调速，且控制作用快速性能好，提高系统动态性能。直流斩波器和脉宽调制交换器采用PWM 受器件限制，适用于中、小功率的系统。根据本设计的技术要求和特点选V-M 系统。

在V-M 系统中，调节器给定电压，即可移动触发装置GT 输出脉冲的相位，从而方便的改变整流器的输出瞬时电压U d 。由于要求直流电压脉动较小，故采用三相全控桥式整流电路。考虑使电路简单、经济且满足性能要求，选择晶闸管三相全控桥整流器供电方案。因三相桥式全控整流电压的脉动频率比三相半波高，因而所需的平波电抗器的电感量可相应减少约一半，这是三相整流电路的一大优点。并且晶闸管可控整流装置无噪声、无磨损、响应快、体积小、重量轻、

()()()()dm (1.52)1.5~2 0.3682201.5182.16242.88A T AV fb I K I =-=???=～

投资省。而且工作可靠，能耗小，效率高。同时，由于电机的容量较大，又要求电流的脉动小。综上所述，选晶闸管三相全控桥整流电路供电方案。

三相桥式全控整流电路的原理如图4.1所示，习惯将其中阴极连接在一起到3个晶闸管（VT1、VT3、VT5）称为共阴极；阳极连接在一起的3个晶闸管（VT4、VT6、VT2）称为共阳极，另外通常习惯晶闸管从1至6的顺序导通，为此将晶闸管按图示的顺序编号，即共阴极组中与a ，b ，c 三相电源相接的3个晶体管分别是VT1、VT3、VT5,共阳极组中与a ，b ，c 三相电源相接的3个晶闸管分别是VT4、VT6、VT2。

VT5

VT3

VT1

VT4

VT6

VT2

A B C

a

b

负载

c

图4.1 三相桥式全控整流电路原理图

其工作特点如下：

1）每个时刻均需两个晶闸管同时导通，形成向负载供电的回路，其中一个晶闸管是共阴极组的，一个是共阳极组的，且不能为同一相的晶闸管。

2）对触发脉冲的要求：六个晶闸管的脉冲按VT1—VT2—VT3—VT4—VT5—VT6的顺序相为，相位依次相差 60；共阴极组VT1、VT3、VT5的脉冲依次差 120，共阳极组VT4、VT6、VT2也依次差 120;同一相的上下两个桥臂即VT1与VT4，VT3与VT6，VT5与VT2脉冲相差 180。

3）整流输出电压d u 一周期脉动6次，每次脉动的波形都一样，故该电路为六脉波整流电路。

4）在整流电路合闸启动过程中或电流断续时，为确保电路的正常工作，需保证同时导通的两个晶闸管均有触发脉冲。为此，可采用两种方法：一种是使脉冲宽度大于 60（一般取o o 80~100），称为宽脉冲触发；另一种方法是，在触发

某个晶闸管的同时，给前一个晶闸管补发脉冲，即用两个窄脉冲代替宽脉冲，两个窄脉冲的前沿相差 60，脉宽一般为o o 20~30，称为双脉冲触发。双脉冲电路较复杂，但要求的触发电路输出功率小。宽脉冲触发电路虽可少输出一半脉冲，但为了不使脉冲变压器饱和，需将铁芯体积做得较大，绕组匝数较多，导致漏感增大，脉冲前沿不够陡，对于晶闸管串联使用不利。虽可用去磁绕组改善这种情况，但又触发电路复杂化。因此，常用的是双脉冲触发。

4.3.4 整流电路及晶闸管保护电路设计

晶闸管具有许多优点，但它属于半导体器件，因此具有半导体器件共有的弱点，承受过电压和过电流的能力差，很短时间的过电压和过电流就会造成元件的损坏。为了使晶闸管装置能长期可靠运行，除了合理选择元件外，还须针对元件工作的条件设置恰当的保护措施。晶闸管主要需要四种保护：过电压保护和du/dt 限制，过电流保护和di/dt 限制。

图4.2 整流电路及晶闸管保护电路

4.4 过电压保护和du/dt 限制

凡是超过晶闸管正常工作是承受的最大峰值电压的都算过电压。产生过压的原因是电路中电感元件聚集的能量骤然释放或是外界侵入电路的大量电荷累积。按过压保护的部位来分，有交流侧保护，直流侧保护和元件保护。元件保护主要是通过阻容吸收电路。阻容吸收电路的参数计算式根据变压器铁芯磁场释放出来

VT5

VT3

VT1

VT4

VT6

VT2

A B C

a

b

c

F1F2F3

C1

C2

C3

C4

C5

C6

R1R2

R3R4R5

R6+

-Ud

的能量转化为电容器电场的能量存储起来为依据的。由于电容两端的电压不能突变，所以可以有效的抑制尖峰过电压。串阻的目的是为了在能量转化过程中能消耗一部分能量，并且抑制LC回路的振荡。

4.5 过电流保护和di/dt限制

由于晶闸管的热容量很小，一旦发生过电流时，温度就会急剧上升可能烧坏PN结，造成元件内部短路或开路。晶闸管发生过电流的原因主要有：负载端过载或短路；某个晶闸管被击穿短路，造成其他元件的过电流；触发电路工作不正常或受干扰，使晶闸管误触发，引起过电流。晶闸管允许在短时间内承受一定的过电流，所以过电流保护作用就在于当过电流发生时，在允许的时间内将过电流切断，以防止元件损坏。晶闸管过电流的保护措施有下列几种：（1）快速熔断器普通熔断丝由于熔断时间长，用来保护晶闸管很可能在晶闸管烧坏之后熔断器还没有熔断，这样就起不了保护作用。因此必须采用专用于保护晶闸管的快速熔断器。快速熔断器用的是银质熔丝，在同样的过电流倍数下，它可以在晶闸管损坏之前熔断，这是晶闸管过电流保护的主要措施。

（2）硒堆保护硒堆是一种非线性电阻元件，具有较陡的反向特性。当硒堆上电压超过某一数值后，它的电阻迅速减小，而且可以通过较大的电流，把过电压的能量消耗在非线性电阻上，而硒堆并不损坏。硒堆可以单独使用，也可以和阻容元件并联使用。

本系统采用快速熔断器对可控硅进行过流保护，整流电路及晶闸管保护电路如图4.2所示。

5 控制系统设计

5.1 双闭环调速系统的动态结构

按照“先内环后外环”的设计原则，从内环开始，逐步向外扩展。在这里，首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节环节中的一个环节，再设计转速调节器。双闭环调速系统的实际动态结构图如图5.1所示。

图5.1 双闭环调速系统的动态结构图

5.2 电流调节器的设计

5.2.1 电流环结构框图的化简

如图3.1所示为点画线框内是电流环的动态结构框图，其中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。在一般情况下，同的电磁时间常数远小于机电时间常数，因此，转速的变化往往比电流变化慢得多。对电流环来说，反电动势是一个变化较慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即。这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响。也就是说，可以暂时把反电动势的作用去掉，得到忽略电动势影响的电流环近似结构图，如图5.2所示。

图5.2 忽略反电动势的电流环动态结构框图

5.2.2 电流环结构框图小惯性环节近似处理

如果把给定滤波和反馈滤波同时等效的移到环内前向通道上，再把给定信号改成，则电流环变等效成单位负反馈系统。由于和一般都比小得多，可以当作小惯性群而近似的看作是一个惯性环节，其时间常速为，则电流环结构图最终化简图如图5.3所示.

图5.3 小惯性环节近似处理后电流环简化动态结构图

5.2.3 电流调节器结构的选择

根据设计要求，并且保证稳态电流无差，可按典型I型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可以用比例积分型电流调节器，其传递函数为：

W ACR（s）=错误！未找到引用源。

则电流环的动态结构框图便成为图5.4所示的典型形式，其中：

K I=错误！未找到引用源。

图5.4 校正成典型I型系统的电流环动态结构框图

5.2.4 电流调节器的实现

含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图如图5.5所示。

图 5.5 模拟式PI型电流调节器原理图

5.2.5 电流调节器的参数计算

1.确定时间常数

1）电磁时间常数:Tl=L/R∑=0.031416 (S)。

2）三相桥式晶闸管整流电路的平均滞后时间Ts=0.0017s，取电流反馈滤波时间常数Toi=0.002s,可得电流环的小时间常数为T∑i =Ts-Toi=0.0017s-0.002s=0.0037s。

2.选择电流调节器结构

根据设计要求δi＜5%，并保证静态电流无差，可按典型I型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用PI型电流调节器。

检查对电源电压的抗扰性能：Tl/T∑i=0.031416/0.0037=8.11,参照典型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。

3.计算电流调节器的参数

电流调节器超前时间常数：τi=Tl=0.03s

电流环开环增益：要求δi＜5%时，按表4.6，应取KIT∑i =0.5，因此

KI=0.5/T∑i=0.5/0.0037=135.1s-1

取Ks=48，而电流反馈系数β=10V/1.5IN=10/（1.5×220）=0.03V/A

表5.6 典型I型系统动态跟随性能指标和频域指标与参数的关系

参数关系KT 0.25 0.39 0.50 0.69 1.0 阻尼比ε 1.0 0.8 0.707 0.6 0.5 超调量σ0% 1.5% 4.3% 9.5% 16.3% 上升时间tr ∞ 6.6T 4.7T 3.3T 2.4T 峰值时间tp ∞8.3T 6.2T 4.7T 3.6T 相角稳定裕度76.3°69.9°65.5°59.2°51.8°截止频率ωc 0.243/T 0.367/T 0.455/T 0.596/T 0.786/T

于是，ACR的比例系数为

Ki=(KIτiR)/(Ksβ)=1.013

4.校验近似条件

电流环截止频率：ωci=KI=135.1S-1

1）晶闸管整流装置传递函数的近似条件

错误！未找到引用源。Ts=196.1 S-1>ωci，满足近似条件。2）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件

3错误！未找到引用源。=40.82 S-1<ωci，满足近似条件。3）电流环小时间常数近似处理条件

错误！未找到引用源。=180.8 S-1>ωci，满足近似条件。

5.计算调节器电阻和电容

由图5.5，按所用运算放大器取R0=40KΩ,各电阻和电容值为

Ri=KiR0=40.52 KΩ,取40 KΩ

按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为σi=4.3%，满足设计要求。

5.3转速调节器的设计

5.3.1 转速环结构框图的化简

用电流环的等效环节代替图5.1中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图5.7所示。

图5.7 用等效环节代替电流环后的转速环动态结构框图

和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成Un*（s）/α，再把时间常数为1/KI和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为T∑n的惯性环节，其中T∑n=错误！未找到引用源。+Ton，则转速环结构框图可简化为如下图5.8所示。

图5.8 等效成单位负反馈系统和小惯性近似处理后的转速环动态结构框图

5.3.2转速调节器结构的选择

为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器ASR中。现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型Ⅱ型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。至于其阶跃响应超调量较大，那是按照线性系统理论计算的数据，实际系统中调速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为：

W ASR(s)=错误！未找到引用源。

不考虑负载扰动时，校正后的调速系统动态结构框图如下图5.9所示。

图5.9 校正后成为典型Ⅱ系统的转速环动态结构框图

5.3.3转速调节器的实现

含给定滤波和反馈滤波的PI型转速调节器原理图如下图5.10所示。

图5.10 含给定滤波与反馈滤波的PI 型转速调节器

5.3.4 转速调节器的参数计算

1.确定时间常数

1）电流环等效时间常数1/KI:

错误！未找到引用源。=2T ∑i=2x0.0037s=0.0074s

2)转速滤波时间常数Ton ：根据所用测速发动机纹波情况，取Ton=0.01S 3）转速环小时间常数：按小时间常数近似处理，取

T ∑i=错误！未找到引用源。+Ton=0.0074s+0.01s=0.0174s

2.计算转速调节器结构

按跟随性能和抗扰性能较好的原则选择h=5，求出转速超调量δ

n

%和过渡过

程时间s t 。如果能够满足设计要求，则可根据所选的h 值计算有关参数；否则要改变h 值重新进行计算，直到满足设计要求为止。

当h=5时，ASR 退饱和超调量为

max *(

)b

n b C n C n σ??==max *2()()N

n b m

C n T z C n T λ∑??- 式中，λ表示电动机允许的过载系数，按题意λ=1.5； z 为负载系数，设为理想空载起动，则z=0；

N n ?为调速系统开环机械特性的额定稳态速降 N n ?=

dN e

I R

C max

%b

C C ?是基准值为*n 时的超调量相对值； 而b n ?=2()i

N m

T z n T λ∑-?

参照表5.11，当h=5时，

max

%b

C C ?=81.2%， 故起动到额定转速，即n *= nom n 时，退饱和超调量为

δ

n = 2200.32/0.23370.0174

81.2%2 1.518000.1

????

?=7.09%

满足设计要求。